Tiểu luận Tính toán mạch điện tử

LỜI NÓI ĐẦU Với những ưu điểm hơn hẳn của tín hiệu số so với tín hiệu tương tự như khả năng chống sai số(lỗi), sửa sai số hiệu quả, khả năng tích hợp lớn của các thiết bị nên xu hướng số hoá ngày càng phát triển mạnh mẽ. Ngày này trong các mạng viễn thông đang tồn tại song song cả hai hệ thống tương tự và hệ thống số, do đó cần phải có quá trình biến đổi tín hiệu tương tự sang số và ngược lại số – tương tự. Các quá trình đó được thực hiện bởi các bộ biến đổi tương tự – số(ADC Analog to Digital Converter) và bộ biến đổi số – tương tự(DAC Digital to Analog Converter). Bài tiểu luận này trình bày ngắn gọn các bộ biến đổi tín hiệu tương tự sang số, và một số loại sai số thường xảy ra trong quá trình biến đổi đó cùng với phương pháp kiểm tra. 1. Giới thiệu. Các bộ biến đổi tương tự- số, thường nó tới là A/D (ADC) có vai trò ngày càng quan trọng trong việc trang bị máy đo trong những năm qua. Có khi chức năng quan trọng của máy đo cơ bản như là vôn mét số, bây giờ ADC năm trong trung tâm nhiều dụng cụ phức tạp như ôxylô và bộ phân tích phổ. Trong nhiều trường hợp đặc tính bên ngoài của dụng cụ bị hạn chế bởi chỉ tiêu chất lượng bên trong bộ biến đổi A/D. Càng có sự quan trọng của ADC đối với máy đo đã được thực hiện bởi cộng nghệ mạch tổ hợp (IC) chỉ tiêu chất lượng cao. Nó cho phép bộ biến đổi tốc độ cao và độ phân giải cao hơn được thiết kế, sản xuất và bán với giá phù hợp. Công nghệ IC tiên tiến quan trọng ngang bằng cho phép bộ vi xử lý khả năng xử lý tín hiệu số nhanh mà cần thiết trong việc cung cấp sự thay đổi giá thấp từ dữ liệu gốc tạo ra bởi ADC đến kết quả máy đo. Chức năng cơ bản của bộ biến đổi A/D là biến đổi giá trị tương tự ( điển hình biểu diễn bởi điện áp) thành các bít nhị phân mà cho phép tính xấp xỉ” tốt” đối với giá trị tương tự . Về quan niệm nhận thức ( Nếu khong nói về vật lý học), sự xử lý nay có thể được xem như là tạo ra tỷ số giữa tín hiệu điện áp vào và điện áp tham chiếu đã biết Vref sau đó làm tròn kết quả tới gần giá trị nguyên nhị phân n-bít nhất. Về mặt toán học, quá trình xử lý có thể được biểu diễn bởi : (1) Trong đó Vin là trị số tương tự ( ở đây giả định cho phép dải từ 0 đến Vref ), D là từ ở đâu ra dữ liệu, và n là độ phân giải của bộ biến đổi ( số các bít trong D). Hàm “rnd” đại diện cho sự làm tròn của các từ trong dấu ngoặc đối với giá trị nguyên gần nhất. Một cách điển hình, điện áp thám chiếu được sinh ra bên trong bởi bộ biến đổi có tính cách thương mại. Trong các trường hợp nó được bên ngoài cung cấp. Còn trường hợp khác điện áp tham chiếu cần phải đạt tới dải đâu vào trong phạm vi đây đủ của bộ biến đổi. 2. Bộ biến đổi tương tự – số tích phân (Integrating Analog-to-Digital Converters). Bộ biến đổi ADC tích hợp được dùng khi yêu cầu độ phân giải rất cao tại tốc độ lấy mẫu tương đối thấp. Nó làm chức năng bằng cách tích hợp (lấy trung bình) tín hiệu đầu vào qua chu kỳ thời gian được chọn và vì thế thường sử dụng cho công tác đo các điện áp DC. Sự lấy trung bình có hiệu ứng của suy giảm nhiễu ở đầu vào. Nếu thời gian trung bình được chọn làm một hoặc nhiều chu kỳ đường dây điện lực(power line cycles), giao diện đường dây điện lực được loại bỏ từ phép đo. Nó được ứng dụng rọng rãi ở trong vôn mét số, mà nó lợi dụng độ phân giải tiếp sóng (receptional), tuyến tính, tính ổn định, và cách loại trừ nhiễu của Cấu trúc tích phân. 2.1.Cấu trúc hai sườn dốc(Dual Slope Architecture). Phương pháp hai sườn dốc có lẽ được sử dụng kiến trúc A/D tích phân một cách rộng rãi nhất (hình 1). Có hai nửa chu kỳ, dựa vào đây có sườn dốclên và sườn dốcxuống. Tín hiệu vào được tích hợp trong thời gian sườn dốclên đối với thời gian ấn định. Sau đó tham chiếu của tín hiệu ngược được tích hợp trong thời gian sườn dốc xuống để biến đổi đầu vào bộ tích phân thành zero. Thời gian cần thiết cho sườn dốc xuống tỷ lệ với trị số đầu vào và là đầu ra của ADC. Về mặt toán học, chu trình sườn dốclên có thể được trình bảy như sau: Vin +-Vref R C Vra (2) Hình 1. Sơ đồ khối ADC hai sườn dốc đơn giản. Vout Vp Vin tích phân Vref tích phân thời gian Tup Tdn Hình 2. Dạng sóng ADC hai sườn dốc điển hình. Trong khi đó Vp là giá trị đỉnh đạt tại đầu ra bộ tích phân trong thời gian sườn dốc lên, Tup được biết là thời gian tích hợp sườn dốc lên, Vin là tín hiệu đầu vào, R và C là giá trị thành phần của bộ tích phân. Tương tự sườn dốcxuống có thể trình bảy bởi: (3) Trong đó Tdn là thời gian không biết trước của sườn dốcxuống, và Vref là giá trị tham khảo, biểu thức 2 và 3 và giải ra Tdn, đầu ra của ADC: (4) Chú ý ở đây là Vin và Vref luôn luôn là tín hiệu ngược (Để đảm bảo sự biến đổi thành zero trong bộ tích phân), và do đó Tdn luôn luôn là dương. Có thể trực tiếp thấy ở trong biểu thức (4) rằng R và C không có mặt ở trong Tdn . Do đó giá trị của nó không tới hạn. Đây là kết quả của cùng thành phần đã được dùng cho cả sườn dốc lên và xuống. Tương tự, nếu thời gian Tup và Tdn được xác định bởi chu kỳ đếm của đồng hồ đơn, chu kỳ chính xác của đồng hồ đó sẽ không ảnh hưởng đến độ chính xác của ADC. Phát biểu lại đầu ra nói tới số chu kỳ của đồng hồ: (5) Trong đó Nup là số chu kỳ đồng hồ đã được ấn định dùng trong sườn dốclên và Ndn là số chu kỳ đồng hồ yêu cầu để biến đổi đầu ra bộ tích phân thành 0. Các nguồn sai số điện thế. Rõ ràng từ biểu thức (5) thấy rằng Ndn, đầu ra bằng số của ADC, chỉ phụ thuộc vào đầu vào, giá trị tham chiếu, và giá trị không biết trước Nnp,, sai số trong Vref sẽ ảnh hưởng tới độ chính xác hệ số khuếch đại của ADC, nhưng đó là ẩn(implicit) trong những bộ biến đổi. Sai số bù có thể xuất hiện nếu điện áp tại điểm bắt đầu của sườn dốclên khác với điện áp tại điểm cuối của sườn dốcxuống. Nếu bộ so sánh đơn trên đầu ra của bộ tích phân được dùng để xác định thời gian đảo (crossing) 0 trong cả hai đường dốc, sự bù của nó sẽ không quan trọng. Dù thế nào thì sai số bù có thể xẩy ra vì vai trò loại trừ (charge infection) từ công tắc để chọn đầu vào và tham chiếu. Trong ứng dụng vôn mét có độ chính xác rất cao, sự bù này thường được bù bởi chu trình tự trở về không (auto-zero cycle). Tính tuyến tính của bộ biến đổi có thể bị ảnh hưởng bởi hiệu ứng nhớ (memory) trong tụ điện của bộ so sánh. Đây là do hiện tượng gọi là hấp thụ điện môi, mà điện tích (charge) được hấp thụ một cách hiệu dụng bởi điện môi tụ trong khoảng thời gian lộ sáng(exposure) dài tới một điện áp và sau đó quay tới phiến tụ khi mà điện áp khác được sử dụng. Cách lựa chọn vất liệu điện môi có hấp thụ rất thấp dùng để tối thiểu hiệu ứng này. Sự cân đối tốc độ độ phân giải. Thời gian tích hợp sườn dốc lên có thể được dùng để xác định chu kỳ đồng hồ một cách chính xác. Dù thế nào thì thời gian để biến đổi đầu ra của bộ tích phân thành 0 không phải là số nguyên thực sự của chu kỳ đồng hồ, khi Vin có thể giả định bằng bất kỳ giá trị nào. Thực ra, luôn luôn có sự không chính xác số đếm (count) +-1 mà Ndn có thể diễn tả được Vin. Độ phân giải của hai sườn dốc ADC có một số đếm (count) trong Nmax, khi Nmax là số đếm tích luỹ trong sườn dốc sau khi tích hợp đầu vào có thang độ đầy đủ Vin=Vts. Dựa trên biểu thức (5). (6) Để cải thiện độ phân giải, Nmax phải được tăng lên. Việc đó có thể làm được bằng cách tăng Nup , có giá trị hiệu ứng thời gian tăng tuyến tính yêu cầu cho cả hai sườn dốclên và xuống. Hoặc Vref phải giảm, do đó thời gian sườn dốc lên là hằng số thời gain sườn dốc xuống tăng tuyến tính. Mặt khác, độ phân giải tăng yêu cầu sự tăng tuyến tính trong số chu kỳ đồng hồ của sự biến đổi. Giả sử giới hạn thực tiễn ở chu kỳ đồng hồ tối thiểu, độ phân giải tăng tại mức tốn kém trực tiếp của thời gian biến đổi. Vấn đề này có ý nghĩa quan trọng có thể được làm dịu bớt bằng cách sử dụng cấu trúc đa sườn dốc. 2.2. Cấu trúc đa sườn dốc (Multislope Architecture). Sơ đồ khối của ADC nhiều sườn dốcđiển hình cho trong hình(3). Nó khác biệt từ phương pháp hai sườn dốc mà có các điện trở tích hợp lên và xuống riêng biệt, và hơn nữa có giá trị bội số cho các điện trở tích hợp sườn dốc xuống. Sử dụng các điện trở khác nhau cho phần chia sườn dốc lên và xuống giới thiệu khả năng của sai số do sự không thích ứng của điện trở. Hai sườn dốc được miễn trừ đối với vấn đề này khi duy nhất điện trở được dùng. Dù thế nào thì mạng sơ đồ điện trở chất lượng cao với sự đồng chỉnh nhiệt độ tốt và tính tuyến tính có thể khắc phục sự bất lợi này. Ưu điểm của cấu trúc đa sườn dốc giảm đi tại thời gian biến đổi hoặc tăng lên tại độ phân giải. Sự suy giảm quan trong tại thời gian biến đổi có thể nhận được trước hết bằng cách làm giảm nhỏ đáng kể Rup (nối tới Vin). Dòng nạp bộ tích phân sẽ tăng, sử dụng đủ dải động của bộ tích phân trong thời gian nhỏ. Vout Rup Rdn 10 Rdn 100Rdn Vin +-Vref +-Vref +-Vref C Hình 3. Sơ đồ khối ADC Đa sườn dốc Tiếp theo, thời gian yêu cầu cho sườn dốc tại độ phân giải cho trước có thể được giảm bớt bằng cách thực hiện sườn dốc xuống có bội số, mỗi một cái tại dòng thấp liên tiếp (hình 4). Trong ví dụ hình 4, dòng xuống đầu tiền ngược dấu với đầu vào, và lớn đáng kể mà bộ tích phân sẽ vượt qua 0 nhỏ hơn 10 số đếm(count). Khi đầu ra của bộ tích phân vượt quá 0, dòng được tắt tại chuyển tiếp đồng hồ tiếp theo. Lượng mà bộ tích phân quá mức zero dựa trên điện áp đầu vào chính xác. Để số hoá “phần còn lại (residue)” chính xác, một giây, thấp hơn 10 lần, cần phải chọn dòng sườn dốc xuống ngược dấu. Một lần nữa độ quá mức tỷ lệ với đầu vào nhưng bây giờ sẽ có biên độ thấp hơn 10 lần vì sườn dốc thấp hơn. Số đếm (counts) tích luỹ trong pha của sườn dốcxuống này được chấp nhận 10 lần thấp hơn. Vout Vp Vin/Rup tích hợp Vref/Rdntích hợp Vref/10Rdn Vref/100Rdn thời gian Tup Tdn1 Tdn2 Tdn3 . Một lượng không xác định của sườn dốc xuống này có thể được ứng dụng liên tiếp, mỗi một ứng dụng này thêm (trong ví dụng này) một chục đối với độ phân giải nhưng tạo số phần trăm rất nhỏ đối với toàn bộ thời gian biến đổi. Phương pháp đa sườn dốc(Multislope) có thể được thực hiện với một chục bước trong dộ dốc xuống đã trình bảy ở đây, hoặc với các tỷ số khác. Cho dù tăng thêm trong độ phân giải có thể nhận được bằng cách ứng dụng chu kỳ lên của đa sườn dốc(multislope), mà trong đó cả đầu vào và dòng tham chiếu dịch chuyển được ứng dụng. Tóm lại phương pháp đa sườn dốc làm cải thiện một cách ấn tượng trong sự cân đối tốc độ độ phân giải so với cấu trúc hai sườn dốc bình thường, với mức tốn kém của sự phức tạp và cần thiết cho điện trở được thích ứng tốt. Hình 4. Dạng sóng ADC đa sườn dốc điển hình. 3. Bộ biến đổi tương tự–số song song (Parallel Analog-To-Digital Converters). ADC song song được dùng trong ứng dụng nơi mà cần thiết phải có độ rộng băng và tốc độ lấy mẫu rất cao, cùng với độ phân giải trung bình có thể chấp nhận được. Một ứng dụng điển hình là Ôxylô số thời gian thực(real-time), mà có thể thu thập tất cả các thông tin của tín hiệu trong trường hợp đơn. ADC cũng được dùng trong Ôxylô số lặp lại, nhưng không cần tốc độ lấy mẫu thời gian thực cao. 3.1.Bộ biến đổi tức thời (Flash Converters). Loại quen thuộc nhất của bộ biến đổi A/D song song là bộ biến đổi tức thời (flash). Gọi như vậy là vì bộ so sánh được ghi thời gian 2n lấy mẫu dạng sóng một cách đồng thời (trong đó n là độ phân giải bộ biến đổi). Mỗi một bộ so sánh được cung cấp với điện áp ngưỡng khác nhau, được tạo ra bởi bộ chia điện trở từ điện áp tham chiếu bộ biến đổi chính. Các ngưỡng này cùng nhau nhảy (span) dải đầu vào của bộ biến đổi. Các bít đầu ra từ các bộ so sánh tạo mã nhiệt kế, gọi như thế vì nó có thể được biểu diễn như một cột số 1 liên tục ở dưới chuỗi 0 tương tự (hình 6). Sự chuyển tiếp từ 1 đến 0 tuần tự chỉ ra giá trị tín hiệu đầu vào được lấy mẫu. Sự chuyển tiếp này có thể tìm thấy với cổng logic bình thường, kết quả là mã 1 of N (trong đó N=2n), khi duy nhất một bít là một. Mã 1 of N sau đó có thể được mã hoá thêm với logic thẳng xuôi(straightforword) thành mã nhị phân n bít, là đầu ra mong muốn của bộ biến đổi. Bộ biến đổi tức thời có tốc độ rất là nhanh, khi tốc độ của bộ so sánh được ghi thời gian và logic có thể thực sự cao. Điều này làm chúng phù hợp với ứng dụng Ôxylô thời gian thực(real - time oscilloscope). Dù thế nào thì cũng có tồn tại rất nhiều bất lợi. Sự phức tạp của mạch điện tăng nhanh khi độ phân giải bị tăng khi có 2n bộ so sánh ghi thời gian. Hơn nữa, năng lượng, điện dung đầu vào, điện dung đồng hồ, và phạm vi vật lý của mảng bộ so sánh trên mạch tích hợp là quan trọng khi một cách điển hình bộ biến đổi tức thời lấy mẫu nhanh sự biến đổi tín hiệu đầu vào. Nếu tất cả bộ so sánh không lấy mẫu đầu vào tại cùng một chỗ trên dạng sóng thì lõi có thể xảy ra. Hơn nữa, sự trễ do truyền lan của tín hiệu tới các bộ so sánh gây khó khăn sự thích ứng như kích cỡ mảng tăng. Đây là một lý do mà bộ biến đổi tức thời thường dùng phép nhân logic với mạch giữ và lấy mẫu, khi lấy mẫu đầu vào một cách lý tưởng cung cấp tín hiệu không thay đổi được tới tất cả bộ so sánh tại thời gian của sự đồng bộ. E N C O D E R Vref Vin Đồng hồ Dữ liệu ra Bộ so sánh Mã nhiệt kế Mã 1 of N Sự thay đổi của cấu trúc tức thời có thể được dùng để làm giảm tốn kém của độ phân giải cao hơn. Các kỹ thuật này, gồm có mã hoá tương tự, sự gấp (folding), và nội suy có thể giảm bớt điện dung đầu vào và kích cỡ mảng bộ so sánh một cách đáng kể. Hình 5 : Sơ đồ khối của bộ biến đổi A/D tức thời. 3.2. Sai số động trong ADC song song (Dynamic Errors in Parallele ADCs). Nếu không dùng mạch giữ và lấy mẫu thì trong những phạm vi nào đó sai số động có thể gây tổn hại tới cấu trúc A/D tức thời và biến thức của nó. Sai số động được định nghĩa ở đây như là kết quả khi tín hiệu đầu vào có tần số cao được ứng dụng cho ADC. Sai số động phổ biến là do ADC có điện dung đầu vào phi tuyến lớn(voltage-dependent). Điện dungnày có tính phi tuyến khi nó gồm có phân lớn tiếp giáp bán dẫn. Khi điện dung đầu vào này được truyền từ nguồn trở kháng xác định, méo có thể xảy ra tại tần số cao. Các loại sai số động khác xảy ra nếu đầu vào và tín hiệu đồng hồ không được phân phối một cách tức thời tới tất cả các bộ so sánh trong ADC. Dù trong ứng dụng đơn khối, sự tách biệt về vất lý của bộ so sánh có thể đủ lớn để gây khó khăn này cho đầu vào tần só rất cao. Đối với sóng hình sin 1 GHz tại sự giao nhau 0, tốc độ thay đổi cao 10 ps. Tín hiệu thay đổi 3% toàn bộ thang độ. Để số hoá tín hiệu này một cách chính xác, tất cả bộ so sánh phải được điều khiển bởi cùng một điểm trên tín hiệu khi đồng hồ xuất hiện. Nếu có sự không thích ứng trong khoảng trễ trong đồng hồ hoặc sự phân bố tín hiệu tới bộ so sánh chỉ trong 10 ps, sẽ có sự khác nhau 3% giá trị tín hiệu nhận biết được bởi bộ sa sánh khác nhau. Kết quả đạt tại đầu ra bộ so sánh, sau khi giải thích bởi bộ mã hoá bám theo, cho kết qủa sai số mã đầu ra lớn. Cả hai sai số này có chiều hướng xấu như độ phân giải bộ biến đổi tăng, khi điện dung đầu vào và kích cỡ mảng bộ so sánh cả hai đều lớn lên. Nó có thể hạn chế độ phân giải có thể nhận được thực tế trước khi năng lượng và sự ràng buộc phức tạp tham dự vào. Một cách điển hình các mạch lấy mẫu và mạch giữ được dùng với ADC song song để loại trừ vấn đề này. 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 1 1 Hình 6: Mã nhiệt kế từ bộ so sánh được biến đổi thành mã 1 of N dùng cổng logic. 3.3. Mạch giữ và lấy mẫu. Các mạch giữ và lấy mẫu loại trừ sai số động từ ADC song song bằng cách đảm bảo rằng tín hiệu đầu vào bộ so sánh không bị thay đổi khi đồng hồ bộ so sánh xuất hiện. Mô hình quan niệm lấy mẫu và giữ điều khiển ADC được cho trong hình (7). Khi chuyển mạch được đóng, điện áp trên toàn bộ tụ bám theo tín hiệu đầu vào. Khi chuyển mạch mở, tụ điện giữ giá trị đầu vào lúc đó. Giá trị này được ứng dụng vào đầu vào ADC qua bộ khuếch đại, và sau khi thích ứng giá trị ổn định có thể có của bộ so sánh. Duy nhất sau đó là bộ so sánh được lấy thời gian(clocked), loại trừ vấn đề về sự phân phối tín hiệu dựa vào ở trên và tất cả các sai số động khác liên quan với bộ so sánh. Thực ra, có sự hạn chế đối với chỉ tiêu chất lượng động của mạch giữ và cùng với mạch lấy mẫu. Đối với phạm vi mà nó có điện dung đầu vào phi tuyến, cùng một méo có tần số cao đã đề cập ở trên sẽ xuất hiện. Dù thế nào thì một cách điển hình hiệu ứng này sẽ bị giảm nhiều hơn, khi một cách điển hình điện dùng đầu vào của mạch giữ và lấy mẫu thấp hơn nhiều so với bộ biến đổi song song. Bài toán động của mạch giữ và lấy mẫu thường thấy khác là méo khẩu độ (perture distortion). Nó dựa vào méo được đưa tới bởi thời gian cắt không zero của mạch lấy mẫu trong hệ thống. Nó có thể đưa vào méo khi lấy mẫu tín hiệu tần số cao, khi điểm lấy mẫu hiện dụng trên tín hiệu có thể là một hàm tốc độ tín hiệu của sự thay đổi (tốc độ nhảy dòng in) và hướng. Với nguyên nhân này, phải quan tâm nhiều tới việc thiết kế chuyển mạch sử dụng trong mạch giữ và lấy mẫu. X1 Amp X1 Amp Mạch giữ và lấy mẫu Đồng hồ giữ và lấy mẫu Đầu vào E N C O D E R ADC Đồng hồ bộ so sánh Dữ liệu đầu ra Hình 7: Mạch giữ và lấy mẫu điều khiển ADC song song. D1 D2 D3 D4 D6 D5 Vào Ra Hình 8: Mạch cầu Diode để dùng làm chuyển mạch lấy mẫu. Tranzito MOS có thể được dùng trực tiếp làm các chuyển mạch lấy mẫu, và các sự cải thiện trong tốc độ tranzito dẫn tới chỉ tiêu chất lượng giữ và lấy mẫu tốt hơn. Cấu hình khác của bộ lấy mẫu có chỉ tiêu chất lượng cao thường được dùng là cầu diode, cho trong hình (8). Với dòng điện chảy trên hướng đã cho, chuyển mạch bật lên. Tín hiệu đầu vào được nối tới tụ giữ qua diode dẫn điện D1 đến D4. Diode D5 và D6 tắt. Để tắt chyuển mạch, dòng điện phải ngược lại. Bây giờ diode D5 và D6 dẫn điện, và các diode còn lại bị tắt. Tín hiệu đầu vào không phụ thuộc vào tụ giữ bởi chuỗi OFF của các diode D1 đến D4 và diode phân dòng ON D5 và D6. Bộ lấy mẫu dùng cầu diode thường được xây dựng từ diode Shottky mà nó tận dụng phụ tải không lưu trữ. Chúng có thể bị tắt nhanh chóng, tạo ra méo khẩu độ. Mạch giữ và lấy mẫu có chỉ tiêu chất lượng rất cao đã được xây dựng bằng cách dùng phương pháp này. 3.4. ADC ghép xen (Interleaving ADCs) . Không đề ý tới tốc độ lấy mẫu của bộ biến đổi hiện có của A/D, tốc độ lấy mẫu cao hơn thường được yêu cầu. Nó đặc biệt đúng trong ứng dụng Ôxylô thời gian thực (real time) nơi mà độ rộng băng tần có thể biết được tỷ lệ trực tiếp tới tốc độ lấy mẫu. Để nhận được tốc độ lấy mẫu cao hơn, mảng bộ biến đổi thường phải được xen lẫn nhau. Ví dụ, bốn bộ biến đổi 1 GHz, điều khiển bởi một tín hiệu đầu vào đơn, có thể hoạt động với đồng hồ của chúng cách nhau tại thời gian 900. Nó tạo ra tốc độ lấy mẫu đầu vào tập hợp 4 GHz, nâng lên độ rộng băng có thể biết được từ giá trị điển hình 250 MHz tới 1 GHz ( thực ra để nhận được độ rộng băng 1 GHz thì mạch lấy mẫu trong ADC phải có độ rộng băng 1 GHz). Nhưng sự xen lẫn thường đưa ra sai số do sự không thích ứng trong đặc tính riêng ADC. Sai số tăng ích và sai số bù trong ADC đơn không bị xen lẫn có thể sản ra một cách tương đối sai số vô hại (innocuous errors) mà không quan trọng đối với ứng dụng. Trong hệ thống xen lẫn, khắc biệt nhau trong sai số tăng ích và dịch chuyển của riêng ADC có thể chuyển đổi tới thành phần tần số giả mạo tại bộ số con tốc độ lấy mẫu. Nó sẽ đặc biệt không mong muốn nếu phổ của tín hiệu có ích . Thật may, sai số tăng ích và sai số bù trong hệ thống ADC ghép xen có thể được lấy chuẩn. Sẽ khó khăn hơn để loại trừ ảnh hưởng của sự không thích ứng động trong ADC. Chúng có hai nguồn: Sự định pha không chính xác của đồng hồ mà chèn vào hệ thống ADC, và độ rộng băng khác nhau trong mạch bộ lấy mẫu ở trước ADC. Ảnh hưởng của sai số do pha đồng hồ được minh hoạ trong hình (9), cho biết ảnh hưởng của một đồng hồ bộ biến đổi không định pha(mis-phased) trong một hệ thống ADC ghép xen bốn lối (four-way). Đối với tín hiệu đầu vào 1 GHz, sai số do pha đồng hồ 10 ps đạt kết quả sai số 3% trong giá trị lấy mẫu được lấy. Đây là kết quả trực tiếp của tốc độ nhảy dòng tín hiệu được số hoá. Đồng hồ không định pha trong hệ thống ADC ghép xen có thể sản ra thành phần tần số giả mạo và thay đổi dạng(in shape) hoặc định thời trong dạng sóng được xây lại. Mạch giữ và lấy mẫu hạng hai (two-rank) lấy mẫu đầu vào với duy nhất một bộ lấy mẫu cần thiết có thể loại trừ vấn đề này. Thủ tục lấy chuẩn mà điều chỉnh pha đồng hồ cũng có thể giúp để giảm ảnh hưởng này. Ảnh hưởng do sự không thích ứng độ rộng băng tương tự với ảnh hưởng do sự khong thích ứng định thời. Sự lấy chuẩn để giảm ảnh hưởng này là rất khó, dù thế nào thì sự điều chỉnh yêu cầu của đáp ứng tần số mạch tương tự chỉ là hơn điều chỉnh độ trễ của một tín hiệu số. DV Dt 1 2 4 1 Thời gian lấy mẫu mong muốn Thời gian lấy mẫu hiện tại Hình 9: Ảnh hưởng sai số định thời trong hệ thống ADC ghép xen . 4. Bộ biến đổi tương tư-số đa bước(Multistept Analog-To-Digital Convertors). Bộ biến đổi đa bước thường được dùng khi yêu cầu độ phân giải của ứng dụng vượt qúa độ phân giải hiện có trong bộ biến đổi song song. Một ứng dụng điển hình cho bộ biến đổi đa bước là ở trong bộ phân tích phổ số hoá trực tiếp nơi mà độ phân giải 12 bít được yêu cầu tại tốc độ lấy mẫu cao nhất hiện có. Ở đây bộ phân tích phổ số hoá trực tiếp được định nghĩa như là cái mà dùng biến đổi Fourier của bản ghi đầu ra ADC để tính toán phổ. Một cách điển hình, chúng cung cấp lưu lượng phép đo cao hơn bộ phân tích phổ tương tự với Ôxylô quét và cấu trúc trộn. Ở đây “đa bước (multistep)” gồm có rất nhiều các loại cấu trúc. 4.1 Bộ biến đổi tương tự-số hai bước. Một ví dụ rất đơn giản của ADC đa bước là bộ biến đổi hai bước với độ phân giải 12 bít (hình 10). Tín hiệu đầu vào được được thu thập bởi mạch giữ và lấy mẫu và số hoá bởi bộ biến đổi song song với độ phân giải 6 bít. Sau đó kết quả số được biến đổi bộ biến đổi số-tương tự (DAC) thành dạng tương tự và trừ đi từ đầu vào. Cho kết quả “phần còn lại(residue)” nhỏ (sự khác nhau giữa đầu vào và một cái gần nhất trong những mức “được làm tròn” ADC 64) được khuếch đại bằng 64 và sau đó số hoá bởi ADC 6 bít song song khác. Hai kết quả 6 bít được cộng với trọng số thích hợp để nhận mã đầu ra 12 bít. Từ ví dụ này, thấy rõ lợi điểm của cấu trúc hai bước. Tín hiệu đã được tách ra 12 bít, nhưng duy nhất 128 (2*64) bộ so sánh được yều cầu. Một cách đầy đủ bộ biến đổi song song phải được yêu cầu 4096 bộ so sánh. Bộ biến đổi hai bước cung cấp năng lượng thấp hơn, sự phức tạp và điện dùng đầu vào hơn bộ biến đổi song song trong cùng một tốc độ. Giá phải trả là sự cộng thêm của mạch giữ và lấy mẫu của ADC. Mạch giữ và lấy mẫu cần có để thu thập lấy mẫu đầu vào và giữ nó không thay đổi qua thao tác tuần tự của hai bộ biến đổi song song và DAC. DAC phải thật chính xác đối với độ phân giải đầu ra mong muốn của bộ biến đổi (12 bít như trong ví dụ trên). 4.2 Bộ biến đổi tương tự-số nhanh (Ripple-through Analog to Digital Converters). Cấu trúc hai bước tạo ra sự giảm quan trọng số bộ so sánh so với cấu trúc song song. Dù thế nào, 128 bộ so sánh vẫn được yêu cầu trong ví dụ 12 bít hình (10). Hơn nữa sự giảm có thể thực hiện được được bằng cách sử dụng nhiều tầng hơn nữa trong quá trình biến đổi, với vài bít trong mỗi tầng và tương đương với khuếch đại thấp hơn trong bộ khuếch đại phần còn lại (residue amplifier). Một bộ biến đổi ba tầng tách ra bốn bít trong một tầng sẽ cần 48 bộ so sánh. Bộ biến đổi loại này (với hơn hai tầng ADC nhưng chỉ với duy nhất mạch giữ và lấy mẫu) thường được gọi là bộ biến đổi nhanh. Một bít trong một cấu trúc nhanh tầng cho trong hình 11. Mỗi một tầng gồm một bộ so sánh đơn, một bít ADC, một bộ trừ, và một bộ khuếch đại với hệ số khuếch đại hai. Trong mỗi một tầng, một bít được tách ra và một phần còn lại đi tới tầng tiếp theo. Bộ so sánh của mỗi tầng được lấy thời gian của sự hoạt động xuống tới (down the converter) bộ biến đổi. Một bít trong một cấu trúc tầng giảm tối thiểu số đếm (count) của bộ so sánh, nhưng nó yều cầu thêm nữa bộ khuếch đại và tầng DAC hơn bộ biến đổi hai bước. Mặt khác, đây là các tầng rất đơn giản, và toàn bộ số đếm (count) thành phần thông thường thấp hơn trong bộ biến đổi nhanh so với bộ biến đổi hai bước. Mặt khác, tốc độ lấy mẫu của một bít trong bộ biến đổi tầng trở thành thấp hơn bộ biến đổi hai bước. Phần lớn đây là kết quả của một lượng lớn các thao tác tuần tự được yêu cầu. ADC 6 bít ADC 6 bít Tổng 12b dữ liệu S/H DAC X64 12 bít accurate Vào Hình 10 : Sơ đồ khối của ADC hai bước 12 bít. Tầng 1 Tầng 2 Tầng 3 Tầng 12 S/H Vào ADC 1 bít Bộ so sánh Phần còn lại tương tự vào Phần còn lại tương tự vào Tới tầng tiếp theo X2 ADC Dữ liệu ra Hình 11: Sơ đồ khối của bộ biến đổi nhanh 12 bít, một bít trong một tầng. 4.3 Bộ biến đổi tương tự- số đầu vào ra song song (Pinelined Analog-to-Digital Converters). Bộ biến đổi đầu vào ra song song tăng tốc độ kết hợp với bộ biến đổi đa bước khác đồng thời thay vì thao tác tuần tự của bộ so sánh, DAC, và bộ khuếch đại trong mạch điện. Có thể nhận được bằng cách đặt xen vào mạch giữ và lấy mẫu giữa các tầng. Hình 12 là một sơ đồ khối cho một bít trong một bộ biến đổi tầng. Nó tương tự với cấu trúc của hình 11, với sự tạo thêm mạch giữ và lấy mẫu. Mỗi một mạch giữ và lấy mẫu giữ phần còn lại từ tầng trước. Tại mỗi chu kỳ đồng hồ, một lấy mẫu mới của đầu vào được thực hiện, và phần còn lại được khuếch đại tiến tới một tầng xuống”dây truyền (pipeline)”. Tầng 1 Tầng 2 Tầng 3 Tầng 12 Vào ADC 1 bít Phần còn lại tương tự vào Phần còn lại tương tự vào Tới tầng tiếp theo X2 DAC Dữ liệu ra DAC Hình 12 : sơ đồ khối cho một bít trong một bộ biến đổi tầng. 5. Bộ biến đổi đếm(Conting Converter). Một trong những phương pháp đơn giản nhất để tạo ra điện áp so sánh là dùng bộ biến đổi số-tương tự. Một DAC n bit có thể được dùng để tạo ra bất kỳ một trong những đầu ra rời rạc 2n bằng cách dùng từ số thích hợp đầu vào. Cách trực tiếp để xác định điện áp vào không biết trước(unknown) vx là phải so sánh nó với từng đầu ra của DAC một cách tuàn tự. Sự kết nối đầu vào số của DAC tới một bộ đếm nhị phân n bit cho phép sự so sánh với đầu vào không biết trước một cách từ từ, được cho ở hình (13). Bộ biến đổi A/D bắt đầu hoạt động khi xung làm cho flip-flop và bộ đếm đặt tới điểm zero. Mỗi xung đồng hồ liền tiếp làm tăng bộ đếm, đầu ra DAC giống như cầu tháng trong thời gian biến đổi. Khi đầu ra của ADC vượt quá đầu vào không biết trước, đầu ra của bộ so sánh thay đổi trạng thái, kích flip-flop, và ngăn không cho các xung đồng hồ thêm nữa tới bộ đếm. Sự thay đổi trạng thái của đầu ra bộ so sánh chỉ ra rằng quá trình biến đổi kết thúc. Tại thời điểm đó, nội dùng của bộ đếm nhị phân phản ánh giá trị được biến đổi của tín hiệu vào. Phải chú ý tới vài đặc điểm của bộ biến đổi. Thứ nhất, độ dài của chu trình biến đổi thay đổi và tỷ lệ với điện áp đầu vào không biết trước vx. Thời gian biến đổi max TT tồn tại cho tín hiệu vào toàn bộ thang đo (full-scale) và tương ứng với chu kỳ đồng hồ 2n hoặc: (7 ) Trong đó fc=1/Tc là tần số đồng hồ. Thứ hai, giá trị nhị phân trong bộ đếm đại diện cho điện áp nhỏ nhất của DAC mà nó lớn hơn đầu vào không biết trước, không cần thiết giá trị này phải là đầu ra của DAC mà gần nhất với đầu vào không biết trước, yêu cầu từ trước. Cũng như vậy, ví dụ trong hình 13(b) cho trường hợp đầu vào không thay đổi trong thời gian chu kỳ của sự biến đổi. Nếu đầu vào thay đổi, đầu ra nhị phân sẽ là sự đại diện chính xác của giá trị tín hiệu đầu vào tại hằng số mà bộ so sánh không thay đổi trạng thái. Ưu điểm của bộ biến đổi ADC đếm là nó yêu cầu số lượng phân cứng tối thiểu và không quá đặt để vận hành. Nhược điểm lớn là liên quan tới tốc độ biến đổi thấp đối với tốc độ của bộ biến đổi D/A cho trước. Một bộ biến đổi n bit yêu cầu chu kỳ đồng hồ 2n cho sự biến đổi dài nhất của nó. Flip - flop DAC n bit Bộ đếm n bit + - + vx - vDAC Clock Mã ra ADC Biến đổi két thúc Reset (a) vDAC v vDAC v Bắt đầu biến đổi T 2T 3T 4T 5T 6T 7T 8T Kết thúc biến đổi t t t (b) Hình 13: (a) Sơ đồ khối của bộ biến đổi đếm. (b) Sơ đồ khối định thời(timing). 6. Bộ biến đổi ADC xấp xỉ liên tiếp(Successive Approximation ADC). Khác với loại bậc thang, loại này chỉ biến đổi và so sánh n nhịp lối vào ADC. Do vậy, thời gian biến đổi là cố định không phụ thuộc vào độ lớn của tín hiệu cần biến đổi. Sơ đồ khối mô tả cấu trúc ADC xấp xỉ liên tiếp được trình bày trên hinh (14a). Chu trình biến đổi bắt đầu với xung Start qua bộ điều khiển logic (logic programmer) đặt hai thanh ghi lưu trữ (Shift register và store register) có giá trị tới nửa thang(100..00) ở nhịp mới. Tức là nó đặt cho bit nhiều ý nghĩa nhất MSB của các thanh ghi bằng 1, các bit còn lại bằng 0, làm cho lối ra của DAC VO=1/2FS. Tuỳ thuộc vào trạng thái của bộ so sánh COMP, tức là tuỳ thuộc vào tương quan giữa hai thế VO và VI. Bộ điều khiển logic sẽ điều khiển như sau: nếu VOVI giá trị đó được xoá về 0, đồng thời thanh ghi dịch sẽ dịch số 1 tới bit tiếp theo bit MSB. n-bit DAC Logic Programmer n bit Storage Register Clock n-bit Shift Register - + Bộ so sánh VI Vin n-bit digital output Vo Mã số được DAC biến đổi tương ứng thành thế VO và lại được so sánh trong nhịp thứ hai này. Quá trình cứ tiếp diễn với từng bit như vậy cho tới bit ít ý nghĩa nhất LSB được đưa lên 1. Sau n xung nhịp, một xung EOC(end of convert) được phát ra báo rằng một quá trình biến đổi đã xong. Lúc này mã số ở lối ra thanh ghi lưu trữ (hay ở lối vào của bộ DAC) chính là tương ứng với thế cần biến đổi. (a) Hình (14b) cho dãy mã đối với DAC 3 bit và dãy sau đay cho bộ biến đổi xấp xỉ liên tiếp trong hình. Tại thời điểm bắt đầu của sự biến đổi, đầu vào DAC được đặt tại trạng thái 100. Tại thời điểm kết thúc chu kỳ đồng hồ thứ nhất, thấy rằng điện áp DAC nhỏ hơn vx, do đó mã DAC tiến tới trạng thái 110. Tại thời điểm kết thúc chu kỳ đồng hồ thứ hai, điện áp DAC vẫn rất nhỏ, và mã DAC tiến tới 111. Sau chu kỳ đồng hồ thứ ba, điện áp DAC rất lớn, do đó mã DAC bị giảm để nhận giá trị được biến đổi cuối cùng là 110. 100 100 100 110 101 010 011 001 101 100 011 010 001 000 111 Mã cuối cùng T 2T 3T t (b) Hinh 14: (a)Sơ đồ khối của ADC xấp xỉ liên tiếp. (b) Các chuỗi mã của ADC xấp xỉ liên tiếp 3 bít. Tốc độ biến đổi nhanh có thể thực hiện được đối với ADC xấp xỉ liên tiếp. Kỹ thuật biến đổi này rất phổ biến và được dùng trong rất nhiều trong bộ biến đổi 8 tới 16 bit. Nhân tố cơ bản hạn chế tốc độ ADC này là thời gian được yêu cầu cho đầu ra bộ biến đổi D/A để ổn định giữa phân số một LSB của VFS và thời gian được yêu cầu cho bộ so sánh để tương ứng với tín hiệu vào mà có thể khác nhau bởi một lượng rất nhỏ.... 7. ADC kiểu bậc thang (kiểu servo). Trên hình 15 giới thiệu sơ đồ khối của bộ ADC kiểu bậc thang. Nguyên tắc của nó như sau: Chu trình biến đổi bắt đầu khi xung start xoá bộ đếm nhị phân n bit(n bit counter). Vì rằng VO<VI nên lối ra bộ so sánh ở mực 1, cổng AND mở cho các xung Clock vào bộ đếm. Số đếm tăng dẫn cho tới khi VO bắt đầu vượt quá VI, lối ra của COMP sẽ trở về 0 và khoá cổng AND lại. Mã số lối ra bộ đếm lúc này tương ứng với độ lớn thế Analog cần biến đổi. Nếu đo dạng sóng VO trong một chu kỳ biến đổi, ta sẽ thấy một sóng hình bậc thang. ADC loại này có kết cấu đơn giản nhưng có nhược điểm là thời gian biến đổi phụ thuộc vào độ lớn thế cần biến đổi. DAC n-bit counter - + Bộ so sánh Đầu ra n bit số Đồng hồ start(Reset) VO VR Hình 15: Sơ đồ khối bộ biến đổi ADC kiểu bậc thang. 8. ADC bám sát (tracking). n bit DAC n-bit Up/down counter U/D - + Bộ so sánh Đầu ra n bit số Đồng hồ Vin VO VR Nếu giá trị VI chỉ biến đổi quanh một gía trị nào đó thì loại ADC này tỏ ra tiện lợi hơn. Nguyên tắc của nó là dùng bộ đếm lên – xuống(up - down counter). Mạch được thiết kế sao cho nếu VOVI (thế lối ra của bộ so sánh bằng 0) thì bộ đếm sẽ ở trạng thái đếm xuống. Như vậy thế lối ra của DAC luôn có xu hướng ”bám sát” thế vào cần biến đổi. Hình 16: Sơ đồ khối ADC bám sát. 9. Sai số tĩnh và kỹ thuật kiểm tra. 9.1. Sai số bù, sai số tăng ích và sai số tuyến tính. Sai số bù và tăng ích trong ADC giống như sai số bù và tăng ích trong bộ khuếch đại. Nếu một ADC có sai số bù thì sẽ có một dịch chuyển hệ thống trong giá trị của điện áp ngưỡng T(k) từ giá trị bình thường. Có khả năng xác định được sai số bù từ phép đo điện áp ngưỡng đơn tại điểm giữa của khoảng chuyển đổi. Nhưng nếu phép đo này có sai số tăng ích và sai số phi tuyến, thì thường xác định sai số bù. Một phương pháp đo rất hay dùng là phương pháp bình phương nhỏ nhất để đặt giá trị ngưỡng T(k) tới giá trị T(k) lý tưởng. giá trị bù cần thiết để có được sự thích hợp tốt nhất của giá trị thực tế với gía trị lý tưởng là giá trị bù của sự chuyển đổi. Cũng như vậy, sai số tăng ích là một khoảng của điện áp ngưỡng cao hơn hoặc thấp hơn s với giá trị tuyết đối. Một cách tương đương, sai số tăng ích tồn tại nếu độ rộng thu của mã trung bình cao hơn hoặc thấp hơn so với giá trị Q bình thường. Thêm vào đó, sai số tăng ích có thể đạt được bằng cách tạo ra đường thích hợp nhất (trên đồ thị đặc tuyến) của giá trị T(k) với giá trị lý tưởng của nó. Sai số tuyến tính định nghĩa một cách truyền thống bằng độ phi tuyến tích phân (INL – Integral NonLinearity) và độ phí tuyến vi phân (DNL – Differential NonLinearity). Độ phi tuyến tích phân là sự sai khác của mức ngưỡng T(k) so với giá trị bình thường của nó sau khi đã loại bỏ các sai số bù và tăng ích. Độ phi tuyến vi phân đại diện cho sự khác nhau của độ rộng nhị phân W(k) so với giá trị Q bình thường, tất nhiên là sau khi đã sửa sai số tăng ích. Sai số INL và DNL thường được biểu diễn bằng đơn vị bít trọng số nhỏ nhất (LSBs-Least Significant Bits), với LSB=Q. Sai số phi tuyến tích phân biểu diễn theo LSBs có giá trị: (8) Với k=2 tới 2n-1 Trong công thức trên đã bỏ qua sai số bù và sai số tăng ích và T(1)=0. Tương tự, sai số phi tuyến vi phân theo LSB là: (9) Với k=1 tới 2n-2 Rõ ràng là INL và DNL có quan hệ với nhau. Trong thực tế, DNL là vi phân thứ nhất của INL, nghĩa là: DNL(k)-INL(k+1)-INL(k) (10) Hai thông số chất lượng của đặc tuyến ADC liên quan đến INL và ANL là mã ẩn (missing code) và tính đơn điệu (monotonicity). Nếu một ADC có một số mã không bao giờ xuất hiện tại đầu ra, thì bộ chuyển đổi đó được gọi là mã ẩn. Điều này tương đương với độ rộng nhị phân W(k)=0 tại mã đó và kèm theo một sai số DNL khá lớn. Tính đơn điệu là khi đầu ra của ADC tăng hoặc giảm tuyến tính theo tín hiệu đầu vào. Khi kiểm tra tính đơn điệu của ADC, các ảnh hưởng của nhiễu phải được loại bỏ. 9.2. Kỹ thuật đo. Có nhiều kỹ thuật được sử dụng để đo sai số bù, tăng ích và sai số tuyến tính. Mục đích chung của chúng là định vị chính xác giá trị T(k). Khi điều này được thực hiện thì các giá trị sai số bù, sai số tăng ích và sai số tuyến tính có thể nhanh chóng tính được. Co hai kỹ thuật thường được dùng đó là sử dụng bộ biến đổi số – tương tự, hay là sử dụng thiết bị gọi là vòng bám (Tracking loop) . Trong phương pháp thứ nhất bộ biến đổi DAC cần có độ chính xác và độ phân giải coa hơn đáng kể so với của ADC bị đo. Để thực hiện kỹ thuật này đầu ra của ADC sẽ được đưa tới đầu vào của ADCvà nghi nhận cần thiết mã đầu vào ADC để định vị giá trị điện áp ngưỡng T(k). Rõ ràng là phương pháp này cần dựa trên kết quả thống kê các quyết định tại đầu vào của đầu ra ADC để tìm ra điều kiện chiếm hơn 50% sự nhất trí. Điều này có thể làm được bằng cách tốt nhất là lưu trữ các số liệu của ADC trong bộ nhớ và phân tích chúng bằng máy tính. Một kỹ thuật khác là sử dụng vòng bám để định vị T(k). Bộ điều khiển cần có một vòng để tìm ra giá trị T(k) bằng cách gửi mã k tới bộ so sánh giá trị số, bộ này sẽ so sánh k với đầu ra ADC. Nếu đầu ra ADC thấp hơn, thì đầu ra của bộ tích phân sẽ kéo biên độ tín hiệu lên, điều này làm tăng giá trị đầu vào ADC. Khi đầu ra của ADC cao hơn thì quá trình sẽ làm ngược lại, bộ tích phân sẽ kéo xuống. ADC dưới sự kiểm tra Bộ so sánh đại lượng số Mã C tại đầu ra Vôn mét số Bộ điều khiển “Mã điều khiển” K C +V(C ³ K) R -V(C < K) N Hình 17: Vòng bám được dùng cho đo ADC tuyến tính. Còn phải có một số biện pháp phòng ngửa để đảom bảo sự đo dạc chính xác. Trong phương pháp 1, độ phân giải và độ chính xác của vôn mét phải cao hơn so với ADC, điều này dễ thực hiện. Hằng số thời gian tính ích phân cần chọn đủ nhỏ sao cho sườn đỉnh - đỉnh dự kiến (thời gian chuyển đổi của ADC) đủ nhỏ so với Q. Mỹ thuật vòng bám làm việc tốt với bộ chuyển đổi đều, với bộ chuyển đổi này, bộ tích phân có thể bị nghẽn tại một ngưỡng nào đấy khi một ngưỡng khác đang bị yêu cầu. Điều này thường xẩy ra như là một sai số lớn (lơn hơn 1 LSB), cho đến khi vùng bất thường (không đều) này qua đi. Trong các ứng dụng phân tích phổ, độ méo của bộ chuyển đổi là chia khoá để lựa chọn. Nếu phải lựa chọn, một bộ chuyển đổi với sai số DNL thấp sẽ tốt hơn bộ chuyển đổi với sai số INL nhỏ do đó có méo thấp hơn nhiều với tín hiệu vào nhỏ. Trong đặc tuyến, một bước trong sai số INL sẽ tạo ra méo lơn theo biên độ tín hiệu. Mặt khác một sai số INL hình cung nhẵn (smooth bow - shaped) sẽ tạo ra méo với tín hiệu vào lớn nhất, nhưng biên độ của nó sẽ giảm rất nhanh theo tín hiệu nếu biên độ tín hiệu vào giảm. Điều này có thể khắc phục bằng một bộ suy giảm đầu vào của máy phân tích phổ. 10. Sai số ADC động và các kỹ thuật kiểm tra. Sai số ADC động là sai số xảy ra khi đưa tín hiệu cao tần vào đầu vào tương tự của bộ chuyển đổi. Các sai số động thường thấy là méo, sai pha và những bất thường về đáp ứng bước (step response anomalies). Các sai số này và các kỹ thuật kiểm tra tương ứng được trình bày trong phân này. Các thành phần tạp, nhiễu và các sai số ổn định có thể xảy ra đối với cả tín hiệu hiệu vào tĩnh và động. 10.1. Các loại sai số. a. Méo và các thành phần tạp. Méo ADC ( nó tạo ra các hài của tín hiệu vào) là thành phần quan trọng đối với các máy phân tích phổ, thường tìm thấy méo tín hiệu bằng cách kiểm tra. Các thành phần tạp, được định nghĩa như là thành phần phỏ dẽ thấy, mà nó không phải là hài của tín hiệu vào, cũng quan trọng đối với ứng dụng máy phân tích phổ. Méo có thể tạo ra do độ phi tuyến tích phân và vi tích phân đặc tuyến vào /ra của bộ chuyển đổi. Méo này xảy ra với tín hiệu vào một chiều và xoay chiều. Một loại méo khác, méo động xảy ra đối với tín hiệu vào cao tần. Méo này là do sự giới hạn của việc mẫu và giữ trước bộ ADC, hoặc trong bộ ADC nếu không sử dụng lấy mẫu và giữ. Một nguồn tạo ra méo là tụ điện có điện dung biến đổi theo điện áp trong mạch chủ độngcủa bộ chuỷen đổi. Tại tần số cao, tụ này tạo ra meo khi được điều khiển bởi một nguồn có trở kháng ra hữu hạn. Các thành phần tạp là các đường phổ chứ không phải là hài của tần số tín hiệu vào. Nó xuất hiện như là hài của tần số tín hiệu đồng hồ, hoặc là do sự giao thoa của các nguồn gần nhau trong hệ thống. Méo ADC được đo bằng đơn vị dB âm theo biên độ của tín hiệu vào. Tạp bằng đo đơn vị dB âm theo khoảng lớn nhất của ADC. b. Nhiễu. Nhiễu là những thứ còn lại trong phổ khi loại bỏ phần cơ bản và tất cả các hài của tín hiệu vào. Nó bao gồm các đại lượng ngẫu nhiên và cả các thành phần tạp. Nhiễu được biểu diễn bởi tỷ số tín hiệu/nhiễu(S/N): SNR có thể được tính toán nhờ thuật toán biến đổi Fourier nhanh FFT: (11) Giá trị căn bậc hai tín hiệu được tính toán trước, sau đó tín hiệu và tất cả các hài của nó được loại bỏ ra khỏi số kiệu ra của các FFT. Giá trị căn bậc hai của tổng các thành phần còn lại được tính toán, từ đó sẽ tính được SNR. Một thông số của ADC là tỷ số tín hiệu trên tổng nhiễu và méo SNDR (Signal to Noice – Distortion Ratio): (12) Giá trị này có thể được tính dẽ dàng từ kết quả của phép biến đổi FFT trong một phép kiểm tra sóng hình sin. Tử số là giá trị tín hiệu, mẫu số là tổng của các phần khác trong phổ. SNDR là hàm của cả biên độ và tần số của tín hiệu vào, do đó cách biểu diễn tốt nhất là một họ của các đường đặc tuyến. c. Các bít hiệu lực. Gần với SNDR là một thông số các bít hiệu lực. Cũng giống như SNDR, các bít hiệu lực biểu diễn méo và nhiễu của bộ chuểyn đổi trong một số đơn duy nhất. Đây là giải pháp gồm một ADC lý tưởng (không có sai số) và một nguồn nhiều lượng tử tương đương với mọi sai số của ADC phải được kiểm tra. Bít hiệu lực E được tính toán như sau: (13) Trong đó: n là độ phân giải của ADC. Căn bậc hai của sai số thật là phần còn lại sau khi trừ đi sóng hình sin. Căn bậc hai của sai số lý tưởng là nhiễu lượng tử. d.Rung pha (Apecture Jitter). SNR có thể là hàm của tín hiệu vào. Điều này đặc biệt đúng nếu có độ biến đổi thời gian trong bộ điều khiển đồng hồ hoặc có mạch lấy mẫu trong ADC. Vấn đề này thường liên quan đến rung pha. Rung pha là điều không logic đối với tín hiệu vào tần số thấp, nhưng nó có thể chuyển thành nhiễu có biên độ lớn, khi đầu vào biến đổi nhanh. Đây là điều gây khó khăn nhất cho các ADC làm việc tại các tần số rất cao. Để tránh việc dùng các bộ rung pha đồng hồ từ bên ngoài ADC, các nguồn gây nhiễu tần số thấp cần được sử dụng đối với tín hiệu hình sin. e. Đáp ứng bậc thang (step response). Mặc dù SNR, SNDR, bit hiệu lực.. là các số liệu rất có ích của đặc tuyến ADC, nhưng chúng không cung cấp đầy đủ thông tin để đoán được đáp ứng bậc thang của một ADC , đây chính là hàm của đáp ứng pha và tần số của bộ chuyển đổi tần số. Sự không phẳng của đặc tuyến ở chế độ tần thấp( đôi khi do ảnh hưởng của nhiệt độ) có thể dẫn tới giải quyết chậm tín hiệu đầu vào bậc. Sự ảnh hưởng này kéo dài vài micro giây hoặc thậm chí vài mili giây. Nói chung, đáp ứng bậc thang được chu ý nhiều trong ứng dụng Ôxylô số của ADC. Để phân biệt đáp ứng bậc thang, phương pháp đo đạc trực tiếp đơn giản hơn là suy luận ra từ nhiều phép đo sóng hình sin tại nhiều tần số khác nhau. Biện pháp đơn giản nhất là dùng bộ tạo xung để điều khiển bộ chuyển đổi. f. sai số cân bằng (Metastability Errors). Sai số này xảy ra trong ADC khi bộ so sánh cố giữ trạng thái cân bằng. Trạng thái cân bằng là trạng thái ở đầu ra của bộ so sánh không ở mức cao cũng không ở mức thấp mà ở giữa. Điều này xay ra khi tín hiệu vào bộ so sánh rất gần với ngưỡng, bộ so sánh có đủ thời gian để tạo lại một trạng thái logic khác. Mặc dù sai số cân bằng được trình bày trong phần sai số động nhưng thực chất nó còn xay ra khi tín hiệu vào là một chiều. Trạng thái cân bằng có thể tạo ra sai số lơn tại đầu ra của ADC, mặc dù chúng ít khi xay ra. Sai số lớn này là kết quả của mạch logic bị điều khiển bởi bộ so sánh lặp lại mức xấu một cách khác nhau. Mạch logic này thường là một phần của bộ mã hoá, đôi khi sai số tới nửa mức lớn nhất. Trạng thái cần bằng có vẻ xảy ra nhiều hơn đối với bộ chuyển đổi làm việc tại tần số rất cao, nơi mà có ít thời gian cho sự tái tạo trạng thái. 10.2. Các phương pháp kiểm tra: a. Kiểm tra rung pha Phương pháp dung nguồn đơn (trong hình) có thể dùng để kiểm tra rung pha. Sử dụng một nguồn để giảm thiểu được ảnh hưởng của rung pha trong nguồn đó, do tín hiệu đồng hồ và tín hiệu vàolà từ một nguồn chung. Một ảnh hưởng khác của việc sử dụng nguồn đơn là việc ADC lấy mẫu trong chu kỳ của tín hiệu vào. Số liệu tại đầu ra của ADC sẽ được lưu trữ và được xử lý nhờ bộ xử lý trung tâm CPU. Lúc đầu bộ trễ được điều chỉnh sao cho ADC lấy mẫu tại đỉnh của sóng hình sin ( chỗ này có tốc độ bằng 0) , việc đo nhiễu được thực hiện bằng phương pháp FFT. Sau đó, bộ trễ được điều chỉnh sao cho ADC lấy mẫu tại gía trị 0 cúaóng sònh sin (tốc độ xoay lớn nhất). Bằng cách này, rung pha của ADC được chuyển thành điện áp của nhiễu bằng tốc độ xoay chiều của tín hiệu vào. Nếu nhiễu của lần kiểm tra thứ hai lớn hơn thì có một sự rubg pha đáng kể trong hệ thống. Bộ tổng hợp tần số(out) Bộ tách công suất IN ADC CK CPU Bộ nhớ đệm Bộ gây trễ fin fin Hình 18: Sơ đồ khối phương phát đo kiểm tra rung pha b.Kiểm tra tần số phách. Trong các lần trước, nhiễu thông số của ADC được định nghĩa kể cả tỷ số tín hiệu trrn nhiễu, bít hiệu dụng và méo hài tổng. Đây là các thông số có giá trị của đặc tuyến ADC nhưng nó không chỉ ra bản chất vấn đề, chỉ ra nguyên nhân của vấn đề và không cho biết làm cách nào để cố định chúng. Việc kiển tra tần số phách đôi khi giúp ta hiểu rõ được vấn đề. Việc thiết lập kiểm tra là đồng nhất với việc kiểm tra sóng hình sin. Việc kiểm tra tần số phách được thực hiện bằng cách đặt tần số vào tới giá trị hơi cao hơn tần số đồng hồ fs, nghĩa là cao hơn một giá trị tần số df. Nghĩa là ADC sẽ lấy một mẫu trong một khoảng tín hiệu vào. Do tần số hơi lớn hơn tần số đồng hồ, nên pha của mẫu sẽ sơm trước một chút. Kết quả là mã đầu ra của ADC sẽ tạo lại một sóng hình sin tần số thấp mà có sự xuất hiện của tần số df. Sóng hình sin với sự không hoàn hảo của nó có thể biểu diễn giúp phân tích hoạt động của ADC. Một cách khác để xem xét quá trình xử lý là tín hiệu vào được lấy mẫu hiệu quả tại tần số cao, tương đương với fs/df. Bộ tạo tín hiệu vào ”IN” Bộ lộc IN ADC CK CPU Bộ nhớ đệm fin fs Bộ tạo tín hiệu đồng hồ ra “CK” Bộ tổng hợp tần số, tạo ra tín hiệu vào và đồng hồ Hình 19: Phương pháp kiểm tra tần số phách. Với giá trị df thấp thì tỷ số sẽ rất lớn. Kết quả là ADC sẽ phát hiện ra các mẫu của sóng hình sin tần số cao, đôi khi sóng này bị lấy mẫu qua mức rất nặng, với nhiều mẫu trong mỗi mã. Với cách này có thể phát hiện ra được nhiều khoảng tốt của ADC , những thứ chi tiết này không thấy được khi hoạt động bình thường với mã 0 trên một khoảng thời gian của tín hiệu vào cao tần. Nếu tần số tín hiệu vào không thể tạo ra được tại tần số lấy mẫu (cần phải đặt tốc độ lấy mẫu tại giá trị cao nhất) thì tần số tín hiệu vào có thể đặt các giá trị fs/4+df và nguyên tắc tần số phách vẫn có thể áp dụng được. Trong trường hợp này, chỉ có mẫu thứ tư được thể hiện. Điều này một lần nữa lại tạo dựng lại sóng hình sin đơn bị lấy mẫu quá mức. Cũng như vậy, nếu tạo ra được tín hiệu vào cao gấp nhiều lần giá trị fs, sau đó là giá trị df, thì kỹ thuật kiểm tra tần số phách vẫn có hiệu lực. 11. Xây dựng hệ ghép nối ADC, DAC với máy tính. Việc thiết kế các mạch DAC, ADC sẽ đơn giản đi nhiều về mạch điện tử nếu ta sử dụng kỹ thuật ghép nối máy vi tính, vì lúc đó phần mềm với các thanh ghi trong máy tính sẽ làm nhiệm vụ thay thế cho các thanh ghi, bộ đếm và bộ điều khiển phức tạp. Trong trường hợp đó, ta chỉ cần lắp một ADC, DAC với phần cứng tối thiểu. Hình 20 ở dưới là một sơ đồ điển hình của một DAC ghép nối với máy tính. n-bit DAC Máy vi tính V0 + - Bộ so sánh Vr Vin Ở đây các thanh ghi, bộ điều khiển logic và bộ đếm ngoài không còn cần thiết nữa. Chính các thanh ghi đệm lối ra (IN/OUT buffer register) của các cổng vào ra sẽ làm thay nhiệm vụ chúng. Cũng vậy, các thanh ghi vào của máy tính cũng sẽ làm nhiệm vụ kiểm tra trạng thái lối ra của bộ so sánh COMP để trên cơ sở đó máy tính sẽ quyết định đặt các số thích hợp cho các thanh ghi trong các nhịp so sánh... Hình 20. Ta biết rằng, bộ vi xử lý (CPU) của máy tính liên lạc với các thiết bị bên ngoài thông qua một số địa chỉ gọi là các cổng vào ra (IN/OUT port). Trong mạch này, chúng ta sẽ sử dụng cổng máy in để liên lạc giữa máy tính và phần cứng tối thiểu. Cổng in song song LPT1 có một địa chỉ thanh ghi đệm số liệu 8 bit là $378, một thanh ghi đọc trạng thái là $379, một thanh ghi điều khiển là $37A. Việc đưa số liệu ra hoặc đọc số liệu vào được thực hiện dễ dàng bằng ngôn ngữ Pascal như sau: Đọc giá trị của cổng vào biến x x:=PORT[ địa chỉ cổng]; Viết cổng PORT[địa chỉ cổng]:=giá trị; Việc đọc vào hoặc viết ra giá trị tuỳ ý của một vài bit trên các thanh ghi mà không ảnh hưởng tới giá trị của các bit còn lại (thuộc phạm vi khái niệm gọi là xử lý bit : manupulation of bit) có thể thực hiện nhờ các toán tử logic AND, OR, SHL, SHR với lưu ý rằng trong Pascal, việc thực hiện AND hoặc OR giữa hai số nhị phân được thực hiện với từng bit một tương ứng. Do đó, ta đặt bit thứ n lên một bằng các OR giá trị của thanh ghi với 2n, đưa bit thứ n xuống 0 bằng cách AND giá trị của thanh ghi với 255-2n. Việc kiểm tra giá trị của thanh ghi thứ n cũng được thực hiện bằng phép AND hoặc OR. Thí dụ: x:=PORT[$378] OR 32; { đưa bit 5 lên 1} x:=PORT[$378] AND (255-32) {đưa bit 5 xuống 0} if (PORT[$379] AND 32=32) then writeln(“bit 5 bang 1”); if (PORT[$379] AND 32=0) then writeln(“bit 5 bang 0”); Về mặt vật lý, cổng LPT chuẩn có đầu ra chuẩn 25 chân ở sau máy tính với sự bố trí các chân như sau: Chân1: STROBE Chân2 đến 9: 8 bit số liệu từ D0-D7 Chân 10: -ACK Chân 11: -BUSY Chân 12: -PE Chân 13: -SLCT Chân 14: -AUTOFDX Chân 15: -ERROR Chân 16: -INIT Chân 17: -SLCTIN Chân 18 đến 25: đất GND Thanh ghi $379 là thanh ghi đọc trạng thái vào, với các bit như sau: D7 D6 D5 D4 D3 D2 D1 D0 -BUSY -ACK -PE -SLCT -ERROR - - - Trong thực nghiệm, lối ra của bộ so sánh C được đưa vào chân 10 của bộ cắm 25 chân. Do đó, theo bảng ta thấy việc kiểm trả trạng thái của bộ so sánh sẽ được thực hiện ở bit D6 (ACK) của thanh ghi nay. Thanh ghi $37A la thanh ghi điều khiển lối ra, ở đây ta không dùng đến nhưng vẫn liệt kê ra để tham khảo khi ghép nối máy tính với máy phát tín hiệu điều khiển số: D7 D6 D5 D4 D3 D2 D1 D0 - - - IRQ SLCTIN INIT AUTOFXD STROBE ***** MỤC LỤC 1. Giới thiệu 1 2. Bộ biến đổi tương tư - số tích phân 2 2.1. Cấu trúc hai sườn dốc 2 2.2. Cấu trúc đa sườn dốc 5 3. Bộ biến đổi tương tự – số song song 6 3.1. Bộ biến đổi tức thời 6 3.2. Sai số động trong ADC song song 7 3.3. Mạch giữ và lấy mẫu 9 3.4. ADC ghép xen 10 4. Bộ biến đổi tương tự – số đa bước 12 4.1. Bộ biến đổi tương tự – số hai bước 12 4.2. Bộ biến đổi tương tự – số nhanh 12 4.3. Bộ biến đổi tương tự – số đầu vào ra song song 13 5. Bộ biến đổi đếm 14 6. Bộ biến đổi ADC xấp xỉ liên tiếp 15 7. Bộ biến đổi ADC kiểu bậc thang 17 8. Bộ biến đổi ADC bám sát 18 9. Sai số tĩnh và các kỹ thuật kiểm tra 19 9.1. Sai số bù, sai số tăng ích và sai số tuyến tính 19 9.2. Kỹ thuật đo 20 10. Sai số động và các kỹ thuật kiểm tra 21 10.1.Các loại sai số 21 a. Méo và thành phần tạp 21 b. Nhiễu 22 c. Các bít hiệu lực 22 d. Rung pha 22 e. Đáp ứng bậc thang 23 f. Sai số cân bằng 23 10.2. Các phương pháp kiểm tra 23 a. Kiểm tra rung pha 23 b. Kiểm tra tần số phách 23 11. Xây dựng hệ ghép nối ADC, DAC với máy vi tính 25 ******