Nâng cao chất lượng hệ thống OFDM bằng BICM-ID

5 Abstract: In order to improve the performance of OFDM’s system, the most promising candidate to 4G Wireless Communication system, the article analyses the performance, designs and appraises the quality of the OFDM system with BICM-ID (Bit-Interleaved Coded Modulation With Iterative Decoding), demonstrates its excess effect, comparable to that of the others with conventional convolution code as HIPERLAN II model in the condition of multi-path propagation mixed with Gauss noise. Key words: OFDM-Orthogonal Frequency Division Multiplexing, AOFDM-Adaptive OFDM, BICM-ID -Bit Interleaved Coded Modulation with Iterative Decoding, MSEW-Maximum Squared Euclidean Weight I. ĐẶT VẤN ĐỀ Trong những năm gần đây, OFDM không ngừng được nghiên cứu và mở rộng phạm vi ứng dụng bởi những ưu điểm của nó trong tiết kiệm băng tần và khả năng chống lại pha đinh chọn lọc theo tần số cũng như xuyên nhiễu băng hẹp. Trong thực tiễn, với một trải trễ xác định, việc xây dựng một hệ thống OFDM ít phức tạp hơn so với một hệ thống đơn sóng mang dùng bộ san bằng [1]. Cùng với sự ra đời của các chíp FFT (Fast Fourier Transformers) có dung lượng lớn, gần đây OFDM đã được ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin thế hệ mới, tiêu biểu là hệ thống DVB-T (1995), chuẩn IEEE 802.11a, HIPERLAN II (1999), ITSI, MMAC chuẩn IEEE 802.11g (2003)... và là một ứng cử viên có triển vọng nhất cho thế hệ thông tin 4G [2]. Trong một số điều kiện cụ thể, có thể tăng dung lượng đáng kể cho hệ thống OFDM bằng cách làm thích nghi tốc độ dữ liệu trên mỗi sóng mang tuỳ theo SNR của sóng mang đó nhằm khai thác tối đa dung lượng của hệ thống OFDM trên các kênh pha đinh băng hẹp. Đến nay các nghiên cứu về OFDM thích nghi (AOFDM) được tiến hành theo các hướng: điều chế đa mức trên các băng con [2]; thay đổi thích nghi các tham số OFDM [1, 4]; thích nghi các mã RSSC, mã turbo cho OFDM [3]. Tuy nhiên, do quá trình thích nghi đa mức bị giới hạn bởi ngưỡng SNR mà tại đó các bộ giải mã vẫn làm việc tốt, vì vậy việc nghiên cứu thiết kế các bộ mã tốt thích hợp đối với hệ thống OFDM điều chế đa mức trong điều kiện pha đinh luôn là một công việc có ý nghĩa quan trọng. Sau mã Turbo, mã BICM-ID được đề xuất nghiên cứu từ những năm 1990 bởi nhóm nghiên cứu X.Li và Ritcey là bộ mã tốt cho truyền dẫn trên kênh đa đường [13] do thừa hưởng ưu điểm của các mã xoắn cơ sở, tăng ích xáo trộn bít, giải mã lặp và phương pháp ánh xạ tín hiệu điều chế. Bài báo này phân tích hoạt động, thiết kế và khảo sát chất lượng hệ thống OFDM sử dụng mã BICM-ID trên kênh pha đinh đa đường có chịu tác động đồng thời của tạp âm Gauss. Các nội dung tiếp theo được sắp xếp như sau: Mục II trình bày cơ sở lý thuyết về OFDM và BICM-ID. Mục III khảo sát chất lượng BER của hệ thống OFDM với bộ mã xoắn truyền thống trong điều kiện truyền dẫn pha đinh đa đường có tác động của tạp âm Gauss. Mục IV trình bày mô hình và kết quả khảo sát chất lượng BER hệ thống OFDM sử dụng mã BICM-ID được thiết kế. Mục V đưa ra các kết luận cho bài báo. Nâng cao chất lượng hệ thống OFDM bằng BICM-ID Improve the Performance of OFDM’s System by BICM-ID Đỗ Công Hùng, Đinh Thế Cường, Nguyễn Quốc Bình 6 II. CƠ SỞ LÝ THUYẾT VỀ OFDM & BICM-ID 1. Cơ sở lý thuyết về OFDM Xét về bản chất, OFDM là một trường hợp đặc biệt của phương thức phát đa sóng mang theo nguyên lý chia dòng dữ liệu tốc độ cao thành các dòng dữ liệu tốc độ thấp hơn và phát đồng thời trên một số các sóng mang được phân bổ trực giao nhau. Phổ của tín hiệu OFDM được mô tả ở hình 1. Hình 1 cho thấy do tính trực giao, các sóng mang con không bị xuyên nhiễu bởi các sóng mang con khác. Với kỹ thuật đa sóng mang dựa trên FFT và IFFT, ghép kênh phân chia theo tần số đạt được hiệu quả không phải bằng việc lọc giải thông mà bằng việc xử lý băng gốc. Nhờ thực hiện biến đổi chuỗi dữ liệu từ nối tiếp sang song song nên thời gian symbol tăng lên. Do đó sự phân tán theo thời gian gây bởi trải trễ do truyền dẫn đa đường giảm. Mặt khác, do chu kỳ phòng vệ CP được chèn vào giữa các symbol OFDM nên xuyên nhiễu giữa các symbol (ISI) hầu như bị loại trừ hoàn toàn (hình 2). Trong khoảng phòng vệ, symbol OFDM được kéo dài theo chu kỳ để tránh xuyên nhiễu giữa các sóng mang (ICI) [1]. Trong hệ thống đơn sóng mang, pha đinh hoặc xuyên nhiễu đơn sẽ có tác động tới toàn bộ dữ liệu truyền trên kênh. Cũng trong điều kiện đó, do việc truyền dẫn được thực hiện trên nhiều sóng mang trực giao nhau nên chỉ một phần dữ liệu của hệ thống OFDM bị ảnh hưởng. Phần dữ liệu sai sẽ được sửa bằng các mã sửa lỗi thích hợp. Vì vậy chất lượng của hệ thống OFDM phụ thuộc rất nhiều vào khả năng chống nhiễu của các bộ mã sửa lỗi. Vì thế các bộ mã sử dụng cho hệ thống OFDM liên tục được nghiên cứu và cải tiến. Lý do để chúng tôi thiết kế và khảo sát bộ mã BICM-ID cho hệ thống OFDM là mong muốn kết hợp các ưu điểm của OFDM với đặc tính lỗi bít tốt của BICM-ID trong điều kiện kênh pha đinh có đồng thời tác động của tạp âm Gauss. 2. Cơ sở lý thuyết BICM-ID Theo lý thuyết mã hoá, chất lượng của các mã khối có thể tăng lên nhờ việc tăng chiều dài từ mã. Với mã xoắn, chất lượng giải mã liên quan đến chiều dài của bộ mã. Việc tăng chiều dài ràng buộc có thể cải thiện BER đáng kể, nhưng giá phải trả là sự phức tạp của bộ giải mã hợp lẽ cực đại ML (Maximum-Likelihood) tăng theo hàm mũ [5]. Các mã Turbo được đề xuất gần đây đã giải quyết được vấn đề trên. Trong đó 2 hoặc nhiều bộ mã xoắn có độ dài bộ nhớ ngắn được liên kết song song hoặc nối tiếp. Nhờ xáo trộn ngẫu nhiên, hiệu quả sửa lỗi đạt được không chỉ nhờ ràng buộc trên các chuyển dịch lưới thành phần mà còn nhờ tác dụng của giải mã lặp. Do phương pháp giải mã dùng cho các mã liên kết khó thực hiện nên phương pháp giải mã lặp sử dụng xác suất hậu nghiệm cực đại MAP (Maximum A posteriori Probability) cho mỗi bộ giải mã riêng được Hình 1. Phổ của một sóng mang OFDM con và của tín hiệu OFDM Hình 2. Khoảng phòng vệ được chèn vào giữa các Symbol OFDM 7 sử dụng nhằm tiệm cận dung lượng kênh [7, 9]. Với các mã thành phần đơn giản, mã Turbo đạt được hiệu quả tốt như các bộ mã có chiều dài lớn. Một giải pháp đơn giản hơn là sử dụng giải mã lặp với mã hoá liên kết, xáo trộn từng bít kết hợp với các bộ điều chế bậc cao. Khác với mã Turbo, giải pháp này chỉ sử dụng 1 bộ mã hoá và giải mã. Do đó, độ phức tạp của máy thu giảm đáng kể. Nhìn thoáng qua, sơ đồ khối của nó không khác nhiều với TCM (Trellis Coded Modulation) có xáo trộn symbol truyền thống được đề suất bởi Ungerboeck [10]. Sơ đồ này được đề xuất bởi Zehavi nhằm cải thiện chất lượng của TCM trên các kênh pha đinh Rayleigh và được gọi là BICM [11]. Tuy nhiên giá phải trả là cự ly Euclid tự do FED (Free-squared Euclidean Distance) giảm, dẫn đến sự suy giảm chất lượng khi truyền qua các kênh Gauss không pha đinh [11,12]. X.Li và A.Chindapol đã chứng tỏ rằng BICM, phương pháp làm hiệu quả băng thông trên kênh pha đinh, có được kết quả tốt cả trên kênh Gauss và kênh pha đinh nhờ giải mã lặp ID. Bộ mã này được gọi là BICM-ID, nhằm tối đa hoá lợi ích của ID, với điểm mấu chốt là thay đổi ánh xạ Gray trong bộ tạo mã BICM của Zehavi [13]. a) Bộ mã BICM truyền thống Bộ tạo mã BICM truyền thống được mô tả tại hình 3 bao gồm bộ mã hoá, bộ xáo trộn bit và bộ điều chế không nhớ. Bộ xáo trộn bít giả ngẫu nhiên có tác dụng hoán vị các bít nhị phân đầu ra của bộ mã hoá, thay cho các bộ xáo trộn symbol truyền thống. Hình 3. Sơ đồ bộ mã hoá và giải mã BICM Xét cụ thể cho bộ điều chế 8-PSK, nếu ký hiệu hai bít đầu vào của bộ mã hoá tại thời điểm t là [ ]21, ttt uuu = và 3 bít tương ứng đầu ra của nó (một symbol mã) là [ ]321 ,, tttt cccc = , trong đó itit cu , là các bit thứ i. Sau khi được xáo trộn, mỗi nhóm 3 bít nhị phân [ ]321 ,, tttt vvvv = đầu ra bộ xáo trộn được nhóm với nhau thành một nhóm và được ánh xạ tới 1 symbol trên kênh phức tx được chọn từ tập tín hiệu X bởi một phép gán nhãn µ . ( ) χµ ∈= ttt xvx , (1) Với tập tín hiệu 8PSK ( )7,..,0,8/2 == le jl πχ . Với tách sóng tương quan (Coherent Detection), tín hiệu băng gốc rời rạc theo thời gian nhận được là: ttstt zxEy += ρ (2) Trong đó tρ là hệ số pha đinh, Es là năng lượng symbol và tz là nhiễu AWGN phức có mật độ phổ đơn biên là 0N . Với kênh AWGN thì 1=tρ .Với kênh pha đinh Rayleigh không chọn lọc theo tần số thì tρ là phân bố Rayleigh với ( ) 12 =tE ρ . Ở đây, chúng ta giả sử rằng thông tin về kênh là hoàn hảo tức tρ được dự đoán một cách đầy đủ tại máy thu. b) Giải mã BICM truyền thống Do xáo trộn bít, giải mã BICM cần có giải mã từng chặng (joint) và giải mã xoắn, do đó nó quá phức tạp cho ứng dụng trong thực tế. Zehavi đã đề suất một phương pháp cận tối ưu sử dụng 2 bước tách biệt: Tạo metric bít và giải mã Viterbi [11]. Từ mỗi tín hiệu nhận được yt, sáu metric bít được tạo ra, sử dụng quy luật ML. Với 3 bít nhị phân và các symbol 8PSK: ( ) ( )log log ( ), i b i i t t t t x v b P y v b P y x χ λ ∈ = = = ≈ ∑ (3) 1, 2,3; 0,1i b= = Trong đó các tập con của tín hiệu [ ]( ){ }bvvvv iib == 321 ,,µχ . Ký hiệu ≈ biểu thị sự thay thế tương đương. Với 8PSK, kích thước của mỗi tập con 41 =bχ . Trong thực tế, phép tính tổng log trong (3) được tính bằng xấp xỉ 8 iii i aa logmaxlog ≈∑ (4) hay bằng tra bảng nếu cần chính xác hơn. Cuối cùng, ( )xytlog được thay bằng khoảng cách Euclid bình phương 2xy tt ρ− . c) Sự suy giảm chất lượng của BICM trên kênh Gauss Mặc dù BICM có chất lượng tốt trên các kênh pha đinh nhờ độ lợi của phân tập, một điều không ngờ của BICM là sự suy giảm chất lượng trên kênh Gauss do điều chế ngẫu nhiên gây ra bởi xáo trộn bít [13]. Nhờ xáo trộn bít và giải mã tựa tối ưu, symbol có thể tạo ra từ bất kỳ điểm tín hiệu nào trên trong vùng lân cận của constellation trên hình 4. Khoảng cách Euclid tự do FED (Free Euclidian Distance) của BICM được xác định là 20 2 ddd HE = [5, 9], với Hd là khoảng cách Hamming tự do của mỗi mã và 0d là khoảng cách Euclid nhỏ nhất giữa các điểm trong tập tín hiệu điều chế. Với điều chế 8 PSK, ( )8/sin20 πsEd = với SE là năng lượng của 1 symbol kênh. Nói chung, FED của BICM nhỏ hơn vài dB so với TCM tương ứng [11]. Do đó BICM truyền thống kém hiệu quả hơn so với TCM trên kênh Gauss. d) BICM-ID Việc xáo trộn bít liên kết các bít đã mã hoá ban đầu ở xa nhau về cùng symbol kênh. Với xáo trộn lý tưởng, các bít mã hoá tạo ra một symbol kênh độc lập, do đó sự phản hồi từ các vùng dữ liệu mạnh (ít bị ảnh hưởng của nhiễu kênh) có thể loại bỏ sự tranh chấp trong điều chế bậc cao và cải thiệnviệc giải mã tại các vùng dữ liệu yếu (bị ảnh hưởng lớn của nhiễu kênh). Với thông tin đầy đủ của 2 bít trong một symbol kênh có được nhờ giải mã hồi tiếp, điều chế 8PSK tiến tới điều chế nhị phân cho mỗi vị trí bít. Do đó khoảng cách giữa các điểm tín hiệu trên constellation tăng lên đáng kể. Tuy nhiên, nếu phản hồi chứa lỗi, chúng ta sẽ nhận được một constellation nhị phân sai. Do đó, điều quan trọng là cần giảm ảnh hưởng của các lỗi phản hồi và kiểm soát được việc truyền lỗi. Điều này phải được tính đến khi thiết kế hệ thống với việc phản hồi quyết định mềm và các bộ xáo trộn được thiết kế tốt. Mặc dù phức tạp hơn so với phản hồi quyết định cứng, nhưng phản hồi mềm là mấu chốt để nhận được các tăng ích vốn có BICM trong việc giảm truyền lỗi. Giải mã lặp sử dụng phản hồi mềm Thành công gần đây của các mã Turbo, được đề xuất bởi Hagenauer, đã chứng tỏ ưu điểm của giải mã lặp trong các sơ đồ liên kết. Giải mã lặp cho điều chế mã đa mức cũng đã được nghiên cứu bởi Seshadri và Sunderberg [15]. Woerz và Hagenauer đã sử dụng độ tin cậy của các kết quả giải mã để điều khiển phản hồi [14]. Như đã chỉ ra trên hình 3, máy thu sử dụng phương pháp lặp cận tối ưu thông qua tối ưu từng phần riêng biệt, chứ không tách rời giải điều chế với giải mã xoắn. Xác suất hậu nghiệm cho các bít mã hoá có thể tính bằng ( ) ( ) ( ) ( )∑ ∑ ∈ ∈ ≈≈= i bt i btx x tttttt i t xPxyPyxPybvP χ χ (5) Ban đầu, giả sử xác suất tiên nghiệm ( )txP là như nhau đối với mọi tx . Sau đó, khối SISO (Soft-Input– Soft-Output) được dùng để giải mã xoắn và tạo ra các xác suất bít hậu nghiệm cho các bít thông tin và các bít mã hoá. Theo Benedetto, ta ký hiệu xác suất tiên nghiệm là ( )IqP ; và xác suất hậu nghiệm là ( )OqP ; của biến ngẫu nhiên q [9]. Ban đầu không có ( )IuP it ; và nó cũng không được dùng trong toàn bộ quá trình giải mã. Thêm vào đó, ( )OuP it ; và ( )OcP it ; là thông tin ngoại lai (còn được gọi là thông tin ngoài hay thông tin thêm vào) [7,9]. Trong chặng thứ 2, ( )OcP it , cũng như ( )OvP it , được xáo trộn và phản hồi tới bộ giải mã. Giả sử ( )IvP t ;1 , ( )IvP t ;2 , ( )IvP t ;3 là độc lập (nhờ xáo trộn tốt) thì với mỗi χ∈tx ta có : 9 ( ) ( ) ( ) ( )( )( ) ( )( ) 1 2 3 3 1 , , ; t t t t j j t t j P x P v x v x v x P v v x I µ = ⎡ ⎤= ⎣ ⎦ = =∏ (6) Trong đó ( ) { }1,0∈tj xv là giá trị của bít thứ j của nhãn được gán cho . Sử dụng (5) và (6), chúng ta có các xác suất bít hậu nghiệm ngoại lai cho giải điều chế ở chặng thứ 2 là: ( ) ( )( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )( ) ; ; ; ; i t b i t b t t ti xt ti t i i t t j j t t t t j ix P y x P x P v b y P v b O P v b I P v b I P y x P v v x I χ χ ∈ ≠∈ ⎛ ⎞⎜ ⎟⎜ ⎟= ⎝ ⎠= = == = ⎛ ⎞= =⎜ ⎟⎝ ⎠ ∑ ∑ ∏ (7) với i=1,2,3; b=0,1 Do đó, khi tính lại các metric bít cho một bít, chúng ta cần sử dụng các xác suất tiên nghiệm của các bít khác trong cùng 1 symbol kênh. Các metric bít được tạo ra sẽ được đưa vào bộ giải mã và lặp lại qúa trình giải điều chế và giải mã. Đầu ra giải mã cuối cùng là quyết định cứng dựa trên xác suất bít ngoại lai ( )OuP it ; , cũng là xác suất hậu nghiệm tổng vì ( )IuP it ; không được sử dụng. Trong bộ giải mã này ta sử dụng thuật toán “log- map” [9]. Tổng log trong công thức (5) được xấp xỉ bằng phép tính max nhờ tra bảng sẽ làm giảm đáng kể sự phức tạp của hệ thống. Gán nhãn tín hiệu (Signal Labeling) Điểm mấu chốt khi thiết kế là các phương pháp mã hoá khác nhau được làm tối ưu với các phép gán nhãn (hay các phương pháp ánh xạ) các tập tín hiệu khác nhau. Tập Gray, tập phân hoạch SP (Set-Partitioning) và bán phân hoạch SSP (Semi SP) là các ví dụ. Các sơ đồ ánh xạ trên với 8-PSK được mô tả ở hình 4. Vùng quyết định mỗi bit lấy giá trị 1 trong i1χ được biểu thị bằng các vùng tô mờ trong đường tròn đơn vị; các vùng không được tô mờ tương ứng với mỗi bit lấy giá trị 0 của i0χ . Ta thấy rằng tất cả các sơ đồ gán nhãn trên có cùng khoảng cách Euclid cực tiểu giữa các tập con của i1χ và i0χ nhưng khác nhau về số bít khác nhau giữa các điểm lân cận. Do đó, với BICM truyền thống, phép gán nhãn Gray được coi là tối ưu do số bít khác nhau của các điểm lân cận là nhỏ nhất (bằng 1) [11,12]. Hình 4. Các sơ đồ ánh xạ khác nhau Với thông tin đầy đủ từ các bít khác trong 1 symbol, điều chế 8PSK được đưa về điều chế nhị phân từ 4 tập có thể có của điều chế nhị phân. Việc giải mã lặp của BICM không chỉ làm tăng khoảng cách Euclid giữa các tập con mà còn giảm số bít khác nhau của các điểm lân cận về 1. Điều này sẽ cải thiện chất lượng cho cả kênh AWGN và kênh pha đinh. Hình 4 cũng cho thấy sự tăng khoảng cách Euclid tối thiểu giữa các tập con đối với các phương pháp dán nhãn khác nhau. Lúc này, phép gán nhãn Gray không còn là sự lựa chọn hoàn hảo vì khoảng cách tối thiểu giữa các tập con không được tăng lên. Các mô phỏng tiếp theo sẽ minh hoạ cho hiệu quả của bộ mã BICM-ID sử dụng cho hệ thống OFDM . III. KHẢO SÁT HỆ THỐNG OFDM Không làm giảm tính tổng quát, ta tiến hành mô 10 phỏng một hệ thống OFDM dựa theo mô hình HIPERLAN II hiện thời. Mô hình cơ bản của hệ thống được mô tả tại hình 5. Trong mô hình trên, các khối chức năng được thiết kế từ các khối trong thư viện simulink của gói phần mềm mô phỏng MATLAB 7.0. Các các tham số trên mỗi băng con OFDM được chọn tương tự như chuẩn HIPERLAN-II: Số sóng mang dữ liệu trên mỗi băng con là 48, số sóng mang Pilot là 4, kích cỡ FFT là 64. Bộ mã cơ sở dùng cho BICM-ID cũng là mã xoắn (7, [133,171]). Trước hết, ta ghi lại hình ảnh Constellation của bộ tín hiệu 16-QAM để thấy rõ hơn tác động của pha đinh đa đường và tạp âm Gauss lên tập tín hiệu điều chế. Khi truyền tín hiệu 16QAM qua kênh Rice có hệ số k=4 và độ dịch tần Doppler D=40Hz (tương ứng với vận tốc chuyển động là 8,8Km/h nếu fc= 5GHz), đồng thời chịu tác động của tạp âm Gauss tại SNR=15 dB, và SNR=10 dB, Constellation của bộ tín hiệu bị xoay pha và phân tán đến mức không thể nhận ra được (hình 6). (Trong mô hình kênh Rice, k được định nghĩa là tỷ lệ giữa công suất tia trội và công suất các tia phân tán). Hình 6. Constellation của bộ tín hiệu OFDM 16-QAM trên kênh pha đinh Rice với hệ số k=4 và độ dịch tần D=40Hz, đồng thời với tạp âm Gauss với SNR=15 dB (trên) và SNR=10dB (dưới). Hình 5. Sơ đồ khối hệ thống OFDM theo mô hình HIPERLAN II . 11 Kết quả BER của hệ thống OFDM-16 QAM khi truyền ở kênh pha đinh Rice với các hệ số k và độ dịch tần D khác nhau được chỉ ra trong hình 7. Khi K=1000 thì kết quả khảo sát BER của Hệ thống OFDM trên khi truyền trên kênh Rice tiệm cận với kết quả BER khi truyền trên kênh Gauss (được mô tả bằng đường cong đánh dấu tròn trên hình 7 (a)). Các kết quả trên cho thấy hệ thống OFDM-16QAM sử dụng mã xoắn (7,[133,171]) chỉ có thể hoạt động tốt trên kênh Gauss hoặc kênh Rice có hệ số k > 100 và tương đối tĩnh (D<40Hz). Kết quả BER của hệ thống OFDM 8PSK và 4 PSK được trình bày ở hình 8 (a) và 8 (b) Kết quả cho thấy hệ thống OFDM-8PSK nếu dùng bộ mã xoắn (7 [133,171]) chỉ có thể hoạt động tốt trên kênh Rice có k>32. Hệ thống OFDM 4-PSK có thể hoạt động tốt trên kênh Rice khi k>16 và tương đối tĩnh (D<40Hz) khi ta sử dụng mã xoắn thông thường. IV. KHẢO SÁT CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG OFDM BICM-ID Mô hình hệ thống OFDM-BICM-ID được mô tả tại hình 9. Kết quả BER của hệ thống OFDM-8PSK -BICM- ID khi truyền ở kênh pha đinh Rice với các hệ số K khác nhau được trình bày trong hình10 (a). Đường 0 5 10 15 20 25 10-7 10-6 10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 S NR B E R K E T Q UA B E R HE THO NG O FDM HIP E RLA N II-16Q A M k = 4 k = 16 k = 32 k = 100 k = 1000 G aus s 0 5 10 15 20 25 10-6 10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 SNR B E R KET QUA BER HE THONG OFDM-HIPERLAN II 16QAM THEO DO DICH TAN B E R D=10 Hz D=40 D=100 D=200 K =[100] a) b) Hình 7. Kết quả BER của hệ thống OFDM-16 QAM dùng mã (7,[133,171]) khi truyền ở kênh pha đinh Rice với các hệ số k khác nhau (a), các độ dịch tần khác nhau (b) 0 2 4 6 8 10 12 14 16 10-7 10-6 10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 SNR B E R KQ BER OFDM 8-PSK TREN KENH RICE VOI K KHAC NHAU Gauss K =4 K =16 K =32 K =100 K =1000 DL=40 0 5 1 0 1 5 2 0 25 1 0 -6 1 0 -5 1 0 -4 1 0 -3 1 0 -2 1 0 -1 1 0 0 S N R B E R K Q B E R H E TH O N G O F D M -H IP E R L A N 4 -P S K TR E N K E N H R IC E K = 4 K = 8 K = 1 6 K = 32 K = 1 00 G au s s D = 40 H z a) b) Hình 8. Kết quả BER hệ thống OFDM sử dụng mã xoắn (7 [133,171]) 8PSK (a) và 4PSK (b) 12 đánh dấu tròn trên đồ thị biểu diễn kết quả BER khi dùng mã xoắn (7 [133,171]) thông thường để so sánh. Khi tăng số vòng lặp lên 5 ta có thể nhận được kết quả tỷ lệ lỗi bít tốt hơn (hình 10b). Khảo sát mang lại một kết quả hết sức thú vị rằng có thể sử dụng các bộ mã cơ sở đơn giản hơn mà vẫn đảm bảo được chỉ tiêu BER yêu cầu. Điều này được thể hiện trên kết quả mô phỏng được tiến hành khi sử dụng mã BICM-ID có mã cơ sở là mã (3 [5,7]) với 3 lần lặp (Hình 11.a). Các kết quả khảo sát cũng cho thấy rằng bộ mã BICM-ID được thiết kế vẫn đảm bảo được chỉ tiêu về BER yêu cầu trong điều kiện di động. Điều này được thể hiện tại kết quả mô phỏng hình11 (b), khi độ dịch tần D =150 Hz V. KẾT LUẬN Dựa trên phân tích cơ sở lý thuyết của OFDM và mã BICM-ID, bài báo đã xây dựng được mô hình hệ thống OFDM BICM-ID, khảo sát tỉ lệ lỗi bít và chứng tỏ được chất lượng vượt trội đáng kể của nó so với mô hình hệ thống OFDM sử dụng mã xoắn như mô hình HIPERLAN II hiện thời khi truyền trong điều kiện pha đinh đa đường có đồng thời tác động của tạp âm Gauss. Với kết cấu đơn giản của bộ mã BICM-ID, mô hình được thiết kế trên hoàn toàn thích hợp cho các hệ thống thông tin di động. Việc thay đổi các loại mã xoắn cơ sở, số vòng lặp cũng như các sơ đồ ánh xạ tín hiệu sẽ cho các kết quả khác nhau theo mong muốn, làm điều kiện tốt cho điều chế thích nghi OFDM theo SNR trên mỗi sóng mang hay trên băng con. Kết quả nghiên cứu hệ thống Adaptive OFDM-BICM-ID như vậy sẽ được trình bày trong nội dung các bài báo khác. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Nee, R. V., 1997 “OFDM for High Speed Wireless Networks,” IEEE P 802.11-97/123. [2] S.Hara, R.Prasad, 2003 ''Multicarier Techniques for 4G Mobile Communications''. Artech House, Boston, London, 2003 [3] L. Hanzo, W. Webb, and T. Keller, ‘’Single-and Multi- Carrier Quadrature Amplitude Modulation’’. New York: IEEE Press/Wiley, Apr. 2000. [4] Zhang Zhao-yang, Lai Li-feng,2003 “A novel OFDM transmission scheme with leng- adaptive Cyclic prefix’’Journal of Zhejiang University Science ISSN 1009-3095. [5] A. J. Viterbi and J. K. Omura, “Principles of Digital Communication and Coding”. New York: McGraw- Hill, 1979. [6] S. Benedetto and E. Biglieri, “Principles of Digital Transmission With Wireless Applications”. New York: Kluwer Academic, 1999. [7] C. Berrou, A. Glavieux, and P. Thitimajshima, “Near Shannon limit error-correcting coding and decoding: Turbo-codes ,” in Proc. ICC’93, May 1993, pp. 1064– 1070. [8] S. Benedetto, D. Divsalar, G. Montorsi, and F. Pollara, “Serial concatenation of interleaved codes: Performance analysis, design and iterative decoding,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 909–926, May 1998. [9] “A soft-input soft-output APP module for iterative decoding of concatenated codes,” IEEE Commun. Lett., vol. 1, pp. 22–24, Jan. 1997. [10] G. Ungerboeck, “Channel coding with multilevel/phase signals,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 28, pp. 56–67, Jan. 1982. [11] E. Zehavi, “8-PSK trellis codes for a Rayleigh fading channel,” IEEE Trans. Commun., vol. 40, pp. 873–883, May 1992. [12] G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, “Bit-interleaved coded modulation,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 927–946, May 1998. [13] X. Li and J. A. Ritcey, “Bit-interleaved coded modulation with iterative decoding,” IEEE Commun. Lett., vol. 1, pp. 169–171, Nov. 1997. [14] J. Hagenauer, “The Turbo principle: Tutorial introduction and state of the art,” in Proc. Int. Symp. Turbo Codes and Related Topics, Sept. 1997, pp. 1–11. [15] N. Seshadri and C.-E. W. Sundberg, “Multilevel trellis coded modulations for the Rayleigh fading channel,” IEEE Trans. Commun., vol. 41, pp. 1300–1310, Sep. 1993. Ngày nhận bài: 24/04/2006. 13 SƠ LƯỢC TÁC GIẢ ĐỖ CÔNG HÙNG Sinh năm 1967 tại Hải phòng. Tốt nghiệp Khoa Vô tuyến Điện tử, Học viện Kỹ thuật Quân sự năm 1988. Nhận bằng Thạc sỹ năm 2002. Hiện là giảng viên Khoa Vô tuyến Điện tử- Học viện Kỹ thuật Quân sự. Lĩnh vực nghiên cứu: Mô phỏng các hệ thống thông tin, thông tin trải phổ CDMA, kỹ thuật OFDM và AOFDM, mã BICM-ID. Email: Hungdc1@ yahoo.com ĐINH THẾ CƯỜNG Sinh ngày 20/10/1963 Tốt nghiệp đại học năm 1986 tại CHLB Nga, nhận bằng Thạc sĩ năm 1996, Tiến sĩ năm 1999 tại Nhật Bản. Được phong chức danh Phó Giáo sư năm 2004. Hiện là Trưởng Khoa Vô tuyến - Điện tử, Học viện Kỹ thuật Quân sự. Các lĩnh vực chuyên môn quan tâm: Lý thuyết thông tin, Lý thuyết mã hóa và ứng dụng. Email: dtcuong@fpt.vn NGUYỄN QUỐC BÌNH Sinh năm 1955 tại Hải Phòng Tốt nghiệp Học viện Kỹ thuật Quân sự, ngành Thông tin liên lạc năm 1978. Nhận học vị Ph.D. năm 1996 tại Viện Hàn lâm khoa học Hungary. Được phong Phó giáo sư năm 2002. Từ 1978 tới 1989 và từ 1996 đến nay là cán bộ giảng dạy khoa Vô tuyến điện tử, Học viện kỹ thuật quân sự. Hướng nghiên cứu chính: Các hệ thống vi ba số, các hệ thống thông tin di động, mô phỏng các hệ thống thông tin. 14 Hình 9. Mô hình hệ thống OFDM-BICM-ID 0 2 4 6 8 10 12 10-6 10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 SNR B E R KET QUA BER HE THONG OFDM-BICM-ID MA (7, [133,171]) LAP 3 Ma xoan BICM-ID k=4 BICM-ID, k=32 BICM-ID,k=100 D=40Hz 0 2 4 6 8 1 0 1 2 1 0 - 4 1 0 - 3 1 0 - 2 1 0 - 1 1 0 0 S N R B E R K E T Q U A B E R O F D M -B IC M -ID M A (7 [ 1 3 3 , 1 7 1 ] ) L A P 5 M a x o a n k = 4 k = 8 k = 3 2 D = 4 0 H z (a) (b) Hình10. Kết quả BER hệ thống OFDM-8PSK-BICM-ID với mã cơ sở là mã xoắn (7 [133,171]) có số vòng lặp bằng 3 (a) và lặp 5 (b) 0 2 4 6 8 1 0 1 2 1 0 -6 1 0 -5 1 0 -4 1 0 -3 1 0 -2 1 0 -1 1 0 0 S N R B E R K E T Q U A B E R O F D M -B IC M -ID M A (3 [5 ,7 ] ) L A P 3 M a x o a n k = 4 k = 1 6 k = 3 2 k = 1 0 0 D = 4 0 0 2 4 6 8 10 12 14 10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100 KET QUA BER OFDM-BICM-ID MA (5,7]) LAP 5, D=150 Ma xoan k=8 k=16 k=32 k=100 D=150Hz (a) (b) Hình 11. Kết quả BER của hệ thống OFDM-8PSK BICM-ID có mã cơ sở (3 [5,7]) khi D=40Hz (a) và khi D=150Hz (b) 15