Luận văn Nghiên cứu ứng dụng biến tần đa mức trong truyền động điện

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP NGUYỄN TIẾN LUẬT NGHIÊN CỨU ỨNG DỤNG BIẾN TẦN ĐA MỨC TRONG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN Chuyên ngành: TỰ ĐỘNG HOÁ Khoá học: K10 TÓM TẮT LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên THÁI NGUYÊN - 2009 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Công trình được hoàn thành tại: KHOA SAU ĐẠI HỌC - ĐẠI HỌC CÔNG NGHIỆP Người hướng dẫn khoa học: PGS.TS NGUYỄN VĂN LIỄN Phản biện 1: PGS.TS NGUYỄN NHƯ HIỂN Phản biện 2: TS. TRẦN TRỌNG MINH Luận văn được bảo vệ trước Hội đồng chấm luận văn họp tại: TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP Vào hồi 11h ngày 22 tháng 11 năm 2009 Có thể tìm hiểu luận văn tại: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên THƯ VIỆN TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP TRUNG TÂM HỌC LIỆU - ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 1 Chƣơng I ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ VÀ PHƢƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN TẦN SỐ 1.1. Mô tả chung về động cơ không đồng bộ. - Ở đây ta chủ yếu nghiên cứu động cơ không đồng bộ ba pha. - Động cơ không đồng bộ ba pha là máy điện quay không đồng bộ ba pha. về cấu tạo, động cơ không đồng bộ gồm 2 phần chính là phần tĩnh hay là stato và phần quay là rôto. Stato thường gồm 3 cuộn dây đặt lệch nhau 120° trong không gian. Rôto phân làm 2 loại chính: rôto dây quấn và rôto lồng sóc. Rôto dây quấn là kiểu rôto có dây quấn giống ở stato, dây quấn rôto được đặt và các rãnh của lõi sắt rôto. Còn rôto lồng sóc thì không dùng dây quấn mà dùng các thanh dẫn bằng đồng hay nhôm, các thanh dẫn này được nối ngắn mạch với nhau ở mỗi đầu bằng vòng ngắn mạch. a b c cba Hình 1.1. Động cơ không đồng bộ. a) Rô to lồng sóc, b) Rôto dây quấn - Động cơ không đồng bộ được sử dụng rộng rãi trong thực tế sản xuất. Ưu điểm nổi bật của loại động cơ này là cấu tạo đơn giản đặc biệt là động cơ rôto lồng sóc; so với động cơ một chiều động cơ không đồng bộ có giá thành hạ, vận hành tin cậy, chắc chắn. Ngoài ra động cơ không đồng bộ có thể dùng trực tiếp lưới điện xoay chiều 3 pha nên không cần bộ biến đổi như động cơ điện 1 chiều. Nhược điểm của động cơ không đồng bộ là điểu chỉnh tốc độ và khống chế các quá trình quá độ khó khăn; riêng với động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc thì các chỉ tiêu khởi động xấu hơn. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 2 1.2. Phƣơng trình đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ: - Sơ đồ thay thế của động cơ không đồng bộ: Để thành lập phương trình đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ ta sử dụng sơ đồ thay thế. Trên hình 1.2 là sơ đồ thay thế gần đúng một pha của động cơ không đồng bộ với các giả thiết sau: + Ba pha động cơ là đối xứng, khe hở không khí là đồng đều. + Các thông số của động cơ không đổi, nghĩa là không phụ thuộc vào nhiệt độ, tần số, dòng điện rôto, mạch từ không bão hoà. Nên điện kháng X1, X2 không đổi. + Dòng điện từ hoá không phụ thuộc vào tải mà chỉ phụ thuộc vào điện áp đặt ở stato động cơ. + Bỏ qua cả tổn thất ma sát, tổi thất trong lõi thép. + Điện áp lưới hoàn toàn sin và đối xứng 3 pha. I1 I2 X1 R1 X'2 R'2/sI3 Xm Rm U1 Hình 1.2. Sơ đồ thay thế động cơ không đồng bộ - Trong sơ đồ: +U1: Trị số hiệu dụng của điện áp pha stato. +Iµ, I1, I2: Các dòng điện từ hoá, stato và rôto đã quy đổi về stato. +Xσ, X1σ, X2σ : Điện kháng mạch từ hoá, điện kháng tản stato và rôto đã quy đổi về stato. + s: Độ trượt của động cơ: 1 1    S + f1: Tần số của điện áp nguồn đặt vào stato. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 3 +ω: Tốc độ góc của động cơ. +Pp: Số đôi cực từ động cơ. Từ sơ đồ thay thế ta có:                         2 2 ' 2 1 22 11 11 . nm f X s R R XR UI  (1.1) Trong đó: Xnm=X1σ+X ’ 2σ: Điện kháng ngắn mạch Biểu thức (1) là phương trình đặc tính của dòng điện stato. + Khi ω=0, s=1 thì I1=I1nm + Khi ω=ω1, s=0 thì: I XR U I f    2 0 2 0 1 1 + I1nm: Dòng điện ngắn mạch stato. + I: Dòng điện từ hoá có tác dụng tạo ra từ trường quay từ hoá lõi sắt động cơ. Ta cũng tìm được dòng điện rôto quy đổi về stato:   22'21 1' 2 2/ nm f XRR U I   (1.2) - Phương trình đặc tính cơ của động cơ: Để tìm phương trình đặc tính cơ của động cơ ta dựa vào điều kiện cân bằng công suất trong động cơ. Công suất điện từ chuyển từ stato sang rôto: P12=Mdt.ω1 Trong đó: Mdt: là mômen điện từ của động cơ Bỏ qua các tổn thất phụ thì : Mdt=Mcơ =M Công suất đó chia làm hai phần: Pcơ: Công suất cơ đưa ra trên trục động cơ ΔP2: Công suất tổn hao đồng trong rôto. P12=Pcơ+ΔP2 =>M.ω1=M.+ΔP2 Do đó: ΔP2=M(ω1-ω)=M.ω1.s Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 4 Mặt khác: ΔP2=3.I ’2 2.R2 ’ 1 ' 22' 2 ..3  s R I M  Từ đó ta có: sX s R R RU M nm . .3 2 2 ' 2 11 ' 2 2 1                  (1.3) Xác định cực trị bằng cách tính 0 ds dM Từ đó suy ra: + 22 1 ' 2 nm th XR R S   (1.4) + )(2 22111 2 1 nm f th XRR U M    (1.5) Trong hai biểu thức trên dấu + ứng với trạng thái động cơ. Dấu - ứng với trạng thái máy phát. Do đó Mth ở chế độ máy phát lớn hơn ở chế độ động cơ. Ở đây nghiên cứu hệ truyền động với động cơ không đồng bộ nên ta quan tâm nhiều tới trạng thái làm việc động cơ nên đường đặc tính cơ lúc này thường biểu diễn trong khoảng 0<s<sth, gọi là đoạn đặc tính cơ làm việc. Phương trình đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ có thể biểu diễn đơn gian hơn bằng các lập tỉ số giữa (1.3) và (1.5) ta có: th th th thth sa s s s s saM M . ).1(.2    Trong đó: ' 2 1 R R a  Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 5  Sdm Sth Mdm Mkd Mth M Hình 1.3. Đặc tính cơ động cơ không đồng bộ Từ phương trình đặc tính cơ ta thấy các thông số ảnh hưởng tới đặc tính cơ: - Ảnh hưởng điện trở, điện kháng mạch stato - Ảnh hưởng điện trở mạch rôto - Ảnh hưởng điện áp lưới cấp cho động cơ - Ảnh hưởng của tần số lưới cấp cho động cơ f1. 1.3. Mô hình động cơ không đồng bộ. 1.3.1. Mô hình động cơ không đồng bộ trong không gian ba pha. - Quy ước: A,B, C chỉ thứ tự pha các cuộn dây rôto và a,b,c chỉ thứ tự các cuộn dây stato. Giả thiết: - Cuộn dây stato, rôto đối xứng 3 pha. - Dây quấn stato được bố trí sao cho từ thông khe hở có phân bố dạng hình sin dọc theo chu vi khe hở không khí. - Tham số không đổi. - Mạch từ chưa bão hoà. - Khe hở không khí δ đồng đều. - Nguồn 3 pha cấp hình sin và đối xứng (lệch pha góc 2л/3). Phương trình cân bằng điện áp của mỗi cuôn dây k như sau: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 6 Trong đó: k là thứ tự cuộn dây A, B, C rôto và a,b,c stato. dt dRIU kkkk   Ψk là từ thông móc vòng của mỗi cuộn dây thứ k.Ψk=∑Ljkij. nếu i=k: ta có điện cảm tự cảm , j≠k: ta có điện cảm hỗ cảm. Ví dụ: Ψa=La aia+Labib+Lacic+LaAiA+LaBiB+LaCiC L là điện cảm chính của dây quấn pha động cơ không đồng bộ. Lσ là điện cảm tản Ns là số vòng dây quấn stato Nr là số vòng dây quấn rôto 1 L L L L ss s  1 . 2 2  L L LN NL r s rr r             c b a s i i i i            C B A r i i i i ,            u a u us ,            C B A r u u u u              S S S s R R R R 00 00 00              r r r r R R R R 00 00 00            c b a                C B A                          C B A c b a        Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 7                       s s s s LL    1 2 1 2 1 2 1 1 2 1 2 1 2 1 1 .                       r r r s r s L N N L    1 2 1 2 1 2 1 1 2 1 2 1 2 1 1 . 2 2                     cos)32cos()32cos( )32cos(cos)32cos( )32cos()32cos(cos .)( MLm                     r t m ms r s LL LL )( )(     x       r s i i                   dt d LL dt d L dt d dt d L u u r t m mS r s r S R)( )(R   x       r s i i })({ rm t s iL d d iM    Các hệ phương trình trên là các hệ phương trình vi phân phi tuyến có hệ số biến thiên theo thời gian vì góc quay θ phụ thuộc thời gian:   dtt 0 Kết luận: nếu mô tả toán học như trên thì rất phức tạp nên cần đơn giản giảm bớt đi. Tới năm 1995 Kôvacs(Liên Xô) đề xuất phép biến đổi tuyến tính không gian vectơ và Park(Mỹ) đưa ra phép biến đổi d,q. 1.3.2. Phép biến đổi tuyến tính không gian vectơ: Trong máy điện ba pha thường dùng cách chuyển các giá trị tức thời của điện áp thành các vectơ không gian. Lấy một mặt phẳng cắt động cơ theo hướng vuông góc với trục và biển diễn từ không gian thành mặt phẳng. Chọn trục thực của mặt phẳng trùng với trục pha a. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 8 is Ia +1( is a .ic a.ib is +j( 2 Hình 1.4 Tương quan giữa hệ toạ độ αβ và toạ độ pha a,b,c Ba vectơ dòng điện stato ia, ib, ic tổng hợp lại và đại diện bởi một vectơ quay tròn is. Véctơ không gian của dòng điện stato:  cbas iaaiii 2 3 2  32jea  Muốn biết is cần biết các hình chiếu của nó lên các trục toạ độ: isα , isβ. is=isα + jisβ    cbassa iiiii  2 3 1 Re    cbss iiii  3 3 Im Theo cách thức trên có thể chuyển vị từ 6 phương trình (3rôto, 3 stato) thành nghiên cứu 4 phương trình. Phép biến đổi từ 3 pha (a,b,c) thành 2 pha(α,β) được gọi là phép biến đổi thuận. Còn phép biến đổi từ 2 pha thành 3 pha được gọi là phép biến đổi ngược. Đơn gian hơn, khi chiếu is lên một hệ trục xy bất kỳ quay với tốc độ ωk: θk= θ0+ ωkt + Nếu ωk=0, θ0=0: đó là phép biến đổi với hệ trục (biến đổi tĩnh) + Nếu ωk=ω1, θ0 tự chọn bất kỳ (để đơn giản một phương trình x trùng ψr để ψry=0): phép biến đổi d,q. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 9 Chuyển sang hệ toạ độ quay bất kỳ: Các hệ toạ độ được mô tả như sau: Iax is  k a.ib a y 2 Hình 1.5 Hệ toạ độ quay bất kỳ. q  Pha B d Pha A  Pha C is isq s is r isd is Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 10 Hình 1.6. Các đại lượng is và r của động cơ trên các hệ toạ độ - Các phương trình chuyển đổi hệ toạ độ: a, b, c -> αβ asa ii   bas iii  3 1  αβ  d,q Isd=isαcosθ +isβsinθ Isq = isβcosθ +isαsinθ αβ  a,b,c ia = isa      ssac ssab iii iii .3 2 1 .3 2 1   D,q → αβ     cossin sincos sqsds sqsds iii iii   - Hệ phương trình cơ bản của động cơ trong không gian vectơ: Để dễ theo dõi ta ký hiệu: Chỉ số trên s: Xét trong hệ toạ độ stato(toạ độ α,β) f: trong toạ độ trường (fied) từ thông rôto(toạ độ dq) r: toạ độ gắn với trục rôto Chỉ số dưới: s: đại lượng mạch stato r: toạ độ gắn với trục rôto. Phương trình mômen: )( 2 3 ipm rM   Phương trình chuyển động: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 11 dt d p J mm cM   Phương trình điện áp cho ba cuộn dây stato: dt t dtiRtu sasassa )( )()(   dt t dtiRtu sbsbssb )( )()(   dt t dtiRtu scscssc )( )()(   Tương tự như vectơ dòng điện ta có vectơ điện áp:  240).().()(3/2)( 120 etcuetututu jsbsas  Sử dụng khái niệm vectơ tổng ta nhận được phương trình vectơ: dt diRu s ss ss s s   . - Khi quan sát ở hệ toạ độ α,β: Đối với mạch rôto ta cũng có được phương trình như trên, chỉ khác là do cấu tạo các lồng sóc là ngắn mạch nên ur=0(quan sát trên toạ độ gắn với trục rôto) Từ thông stato và rôto được tính như sau: dt diR r rr rr  0 mrsss LiLi  rrmsr LiLi  Trong đó Ls: điện cảm stato Ls=LσS +Lm(LσS: Điện cảm tiêu tán phía stato) Lr: điện cảm rôto Lr=Lαr+Lm(Lσr: Điện cảm tiêu tán phía rôto) (Phương trình từ thông không cần đến chỉ số hệ toạ độ vì các cuộn dây stato và rôto có cấu tạo đối xứng nên điện cảm không đổi trong mọi hệ toạ độ). 1.4. Điều khiển tần số động cơ không đồng bộ: 1.4.1.Các phƣơng pháp điểu khiển tốc độ động cơ không đồng bộ: Từ phương trình đặc tính cơ của động cơ: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 12                   2 2 ' 2 11 ' 22 13 nmX s R R s R U M  Ta có thể dựa vào đó để điểu khiển mômen bằng cách thay đổi các thông số như điện áp cung cấp, điện trở phụ, tốc độ trượt và tần số nguồn. Tới nay đã có các phương pháp điều khiển chủ yếu sau: P 8 Pn Pn CL NL ~ = = ~ stato Rô to K Hình 1.7. Các phương pháp điều khiển a. Điều khiển điện áp stato: Điều chỉnh điện áp Stato Kinh tế Điều chỉnh tần số nguồn cấp Stato Tổn thất Điều chỉnh bằng pp xung điện trở rôto Điều chỉnh công suất trượt Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 13 Do mômen động cơ không đồng bộ tỉ lệ với bình phương điện áp stato, do đó có thể điều chỉnh được mômen và tốc độ không đồng bộ bằng cách điều chỉnh điện áp stato trong khi giữ nguyên tần số. Đây là phương pháp đơn giản nhất, chỉ sử dụng một bộ biến đổi điện năng(biến áp, tiristor) để điều chỉnh điện áp đặt vào các cuộn stato. Phương pháp này kinh tế nhưng họ đặc tính cơ thu được không tốt, thích hợp với phụ tải máy bơm, quạt gió. b. Điều khiển điện trở rôto: Sử dụng trong cơ cấu dịch chuyển cầu trục, quạt gió, bơm nước: bằng việc điểu khiển tiếp điểm hoặc tiristor làm ngắn mạch/hở mạch điện trở phụ của rôto ta điều khiển được tốc độ động cơ, phương pháp này có ưu điểm mạch điện an toàn, giá thành rẻ. Nhược điểm: đặc tính điểu chỉnh không tốt, hiệu suất thấp, vùng điều chỉnh không rộng. c. Điều chỉnh công suất trượt: Trong các trường hợp điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ bằng cách làm mềm đặc tính và để nguyên tốc độ không tải lý tưởng thì công suất trượt ΔPs=sPdt được tiêu tán trên điện trở mạch rôto, ở các hệ thống truyền động điện công suất lớn, tổn hao này là đáng kể, vì thế để vừa điều chỉnh được tốc độ truyền động, vừa tận dụng được công suất trượt người ta sử dụng các sơ đồ công suất trượt(sơ đồ nối tầng/nối cấp). P1=Pcơ+Ps=P1(1-s)+sP1=const. Nếu lấy Ps trả lại lưới thì tiết kiệm được năng lượng. - Khi điều chỉnh với ω<ω1: được gọi là điều chỉnh nối cấp dưới đồng bộ(lấy năng lượng Ps ra phát lên lưới). - Khi điều chỉnh với ω>ω1 (s<0): điều chỉnh công suất trượt trên đồng bộ (nhận năng lượng Ps vào) hay còn gọi là điều chỉnh nối cấp trên đồng bộ hoặc truyền động động cơ hai nguồn cung cấp. - Nếu tái sử dụng năng lượng Ps để tạo Pcơ: được gọi là truyền động nối câp cơ. Phương pháp này không có ý nghĩa nhiều vì khi ω giảm còn 1/3.ω1 thì Ps=2/3.P1 tức là công suất một chiều dùng để tận dụng Ps phải gần bằng động cơ chính(xoay chiều), nếu không thì lại không nên điều chỉnh sâu ω xuống. Trong thực tế không sử dụng phương pháp này. d. Điều khiển tần số nguồn cấp stato: Nguyên lý chung của điều khiển tần số: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 14 Xuất phát từ công thức: P f  2 1  ; )1(1 s Trong đó: ω1 tốc độ đồng bộ f tần số nguồn p số đôi cực s hệ số trượt  f > fdm f = fdm f < fdm M Hình 1.8. Đặc tính cơ động cơ không đồng bộ khi điều chỉnh tần số. Với một động cơ khi đã chế tạo thì số đôi cực (Pp) cố định do đó khi thay đổi tần số f thì dẫn đến tốc độ thay đổi và sẽ dẫn đến tốc độ động cơ thay đổi. Khi điều chỉnh tần số động cơ không đồng bộ thường phải điều chỉnh cả điện áp, dòng điện hoặc từ thông trong mạch stato do trở kháng, từ thông, dòng điện…của động cơ bị thay đổi. - Khi điều chỉnh tần số, giả sử điện áp là điện áp định mức(Udm): + Nếu giảm tần số f < fđm(trong khi giữ U=Udm) thì từ thông ψ tăng lên, dẫn đến dòng từ hóa tăng lên, lúc này lõi thép bị bão hoà làm cho máy nóng làm việc sẽ kém đi, dẫn đến hiệu suất thấp, nóng mạch từ. Vì vậy, để đảm bảo một chỉ tiêu mà không làm động cơ bị quá dòng, cần phải điều chỉnh cả điện áp động cơ, cụ thể là giảm điện áp cùng với việc giảm tần số theo quy luật nhất định. + Nếu tăng tần số vì điện áp U1=Udm(điện áp định mức là lớn nhất). Lúc này từ thông θ động cơ sẽ giảm xuống làm cho momen động cơ giảm, dẫn đến tốc độ động cơ giảm rất nhiều. Trường hợp mômen động cơ yếu có thể làm cho động cơ không quay được. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 15 Khi tần số tăng (f > fdm )thì mômen tới hạn giảm. 2 1 1 f M th  - Điều chỉnh tần số động cơ không đồng bộ là phương pháp điều chỉnh kinh tế, tuy vậy nó đòi hỏi kỹ thuật cao và phức tạp. Điều này xuất phát từ bản chất và nguyên lý làm việc của động cơ là phần cảm và phần ứng không tách biệt. có hai hướng tiếp cận là: + Hướng thứ nhất coi stato là phần cảm tạo ra từ thông ψs, còn mômen là do tác động của từ thông ψs và dòng điện ir. + Hướng thứ hai coi rôto là phần cảm tạo ra từ thông ψr còn mômen là do tác động của ψr và dòng điện stato is. Lịch sử điều khiển tần số động cơ không đồng bộ xuất phát từ thông số ψs, thông qua các giá trị biên độ của đại lượng điện áp và dòng điện stato, ngày nay gọi là điểu khiển vô hướng. - Luật điều chỉnh giữ khả năng quá tải không đổi: Để đảm bảo một số chỉ tiêu điều chỉnh mà không làm động cơ bị quá dòng thì cần phải điều chỉnh cả điện áp. Đối với biến tần nguồn áp thường có yêu cầu giữ cho khả năng quá tải về mômen là không đổi trong suốt dải điều chỉnh tốc độ. Luật điều chỉnh là 2/1 x ss fu  với x phụ thuộc tải. Khi x=0 (Mc=const, ví dụ cơ cấu nâng hàng) thì luật điều chỉnh là us/fs =const. - Luật điều chỉnh tần số-điện áp giữ từ thông không đổi: Ở hệ thống điều khiển điện áp/tần số, sức điện động stato động cơ được điều chỉnh tỉ lệ với tần số đảm bảo duy trì từ thông khe hở không đổi. Động cơ có khả năng sinh mômen như nhau ở mọi tần số định mức. Có thể điều chỉnh tốc độ ở hai vùng: Vùng dưới tốc độ cơ bản: giữ từ thông không đổi thông qua điều khiển tỷ số sức điện động khe hở/tần số là hằng số. Vùng trên tốc độ cơ bản: giữ công suất động cơ không đổi, điện áp được duy trì không đổi, từ thông động cơ giảm theo tốc độ. - Điều chỉnh từ thông: Trong chế độ định mức, từ thông là định mức và mạch từ có công suất tối đa. Luật điều chỉnh tần số-điện áp là luật giữ gần đúng từ thông không đổi trên toàn dải điều chỉnh. Tuy Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 16 nhiên từ thông động cơ, trên mỗi đặc tính, còn phụ thuộc vào rất nhiều vào độ trượt s, tức là phụ thuộc mômen tải trên trục động cơ. Vì thế trong các hệ điều chỉnh yêu cầu chất lượng cao cần tìm cách bù từ thông. Do đó 2 1 )(1 r m r s T L I   nên nếu muốn giữ từ thông ψr không đổi thì dòng điện phải được điều chỉnh theo tốc độ trượt. Phương pháp này có nhược điểm là mỗi động cơ phải cài đặt một sensor đo từ thông không thích hợp cho sản xuất đại trà và cơ cấu đo gắn trong đó bị ảnh hưởng bởi nhiệt độ và nhiễu. Nếu điều chỉnh cả biên độ và pha của dòng điện thì có thể điều chỉnh được từ thông rôto mà không cần cảm biến tốc độ. -Điều chỉnh tần số nguồn dòng điện. Phương pháp điều chỉnh này sử dụng biến tân nguồn dòng. Biến tần nguồn dòng có ưu điểm là tăng được công suất đơn vị máy, mạch lưc đơn giản mà vẫn thực hiện hãm tái sinh động cơ. Nguồn điện một chiều cấp cho nghịch lưu phải là nguồn điện điều khiển. Để tạo nguồn điện một chiều thường dùng chỉnh lưu điều khiển hoặc băm xung áp một chiều có bộ điều chỉnh dòng điện có cấu trúc tỷ lệ-tích phân(PI), mạch lọc là điện kháng tuyến tính có trị số điện cảm đủ lớn. 1.4.2. Điều khiển vectơ động cơ không đồng bộ: Một số hệ thống yêu cầu chất lượng điều chỉnh động cao thì các phương pháp điều khiển kinh điển khó đáp ứng được. Hệ thống điều khiển định hướng theo từ trường còn gọi là điều khiển vectơ, có thể đáp ứng các yêu cầu điều chỉnh trong chế độ tĩnh và động. Nguyên lý điều khiển vectơ dựa trên ý tưởng điều khiển vectơ động cơ không đồng bộ tương tự như điều khiển động cơ một chiều. Phương pháp này đáp ứng được yêu cầu điều chỉnh của hệ thống trong quá trình quá độ cũng như chất lượng điều khiển tối ưu mômen. Việc điều khiển vectơ dựa trên định hướng vectơ từ thông rôto có thể cho phép điều khiển tác rời hai thành phần dòng stato, từ đó có thể điều khiển độc lập từ thông và mômen động cơ. Kênh điều khiển từ thông thường gồm một mạch vòng điều chỉnh dòng điện sinh từ thông. Do đó hệ thống truyền động điện động cơ không đồng bộ có thể tạo được các đặc tính tĩnh và động cao, có thể so sánh được với động cơ một chiều. - Nguyên lý điều khiển vectơ: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 17 Dựa trên ý tưởng điều khiển động cơ không đồng bộ tương tự như điều khiển động cơ một chiều. Động cơ một chiều có thể điều khiển độc lập dòng điện kích từ và dòng phần ứng để đạt được mômen tối ưu theo công thức tính mômen: •• IKIIKM kt  Iu Uu ĐM CKT Iu Ids* Iqs* ĐK Hình 1.9 Sự tương quan giữa điều khiển động cơ một chiều và điều khiển vectơ Tương tự ở điều khiển động cơ không đồng bộ, nếu ta sử dụng công thức: M=KmψrIqs=KmIdsIqs(khi chọn trục d trùng với chiều vectơ từ thông rôto) Thì có thể điều khiển M bằng cách điều chỉnh tốc độ đôc lập các thành phần dòng điện trên hai trục vuông góc của hệ toạ độ quay đồng bộ với vectơ từ thông rôto. Lúc này vấn đề điều khiển động cơ không đồng bộ tương tự như dòng điều khiển động cơ điện một chiều. Ở đây thành phần dòng điện ids đóng vai trò tương tự như dòng điện kích từ động cơ một chiều(ikt) và thành phần dòng iqs tương tự như dòng phần ứng động cơ một chiều(iu). Các thành phần có thể tính được nhờ sử dụng khái niệm vectơ không gian. Với ý tưởng định nghĩa vectơ không gian dòng điện của động cơ được mô tả ở hệ toạ độ quay với tốc độ ωs, các đại lượng dòng điện điện áp, từ thông sẽ là các đại lượng một chiều. Mạch điều khiển và mạch nghịch lưu Is2 Is1 Iqs1 Iqs2 Ids s1 r d q s2 s2 q d r s1 Ids2 Iqs Ids1 Is1 Is2 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 18 Hình 1.10. Điều khiển độc lập hai thành phần dòng điện: Mômen và kích từ - Điều khiển trực tiếp mômen: Ra đời vào những năm cuối thập kỷ 90 của thế kỉ XX, thực hiện được đáp ứng nhanh. Vì ψr có quán tính cơ nên không biến đổi nhanh được, do đó ta chú trọng thay đổi ψs không thay đổi ψr. Phương pháp này không điều khiển theo quá trình mà theo điểm làm việc. Nó khắc phục nhược điểm của điều khiển định hướng trường vectơ rôto ψr cấu trúc phức tạp, đắt tiền, độ tin cậy thấp(hiện nay đã có vi mạch tích hợp cao, độ chính xác cao), việc đo dòng điện qua cảm biến gây chậm trễ, đáp ứng momen của hệ điều khiển vectơ chậm(cở 10ms) và ảnh hưởng của bão hoà mạch từ tới Rs lớn. 1.4.3. Luật điều chỉnh giữ khả năng quá tải không đổi. Luật điều chỉnh giữ khả năng quá tải không đổi hay điều chỉnh điện áp-tần số với từ thông là hàm của mômen tải thuộc phương pháp điều chỉnh vô hướng. Phương pháp này sử dụng bộ biến tần-động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc. Ta giả thiết điện áp và dòng điện đầu ra của bộ biến tần là hình sin, có biên độ và tần số có thể thay đổi được thì nhìn vào sơ đồ thay thế và các biểu thức tính toán mômen, dòng điện…ta thấy khi điều chỉnh tần số thì trở kháng của động cơ thay đổi, do đó khi điều chỉnh tần số thì ta phải điều chỉnh cả điện áp để đảm bảo động cơ không bị quá dòng và đảm bảo khả năng sinh mômen theo yêu cầu đặc tính tải. Mômen lớn nhất mà động cơ không đồng bộ sinh ra được(với tần số và điện áp nhất định)chính là mômen tới hạnh, như vậy khả năng quá tải về mômen là λM=Mth/Mc nếu bỏ qua điện trở dây quấn stato thì biểu thức mômen tới hạn tính như sau: 2        f U KM thth Trong đó Kth là hằng số phụ thuộc vào thông số của động cơ. Điều kiện để giữ hệ số quá tải về mômen không đổi là: cdm thdm cthM M M MM  / Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 19 M MthdmMthMcdmMc0   dm dm  Hình 1,11. Đặc tính cơ điều chỉnh tần số theo luật giữ khả năng quá tải không đổi. Từ hai biểu thức trên ta có thể tính được: thdmdm sdmó M MUU . 00   Dạng đặc tính cơ thống kê của các máy sản xuất dạng gần đúng: Khi hệ ổn định thì M=Mc và động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc có đặc tính cơ cứng nên có thể xem ω=ω1, từ đó ta có: 2/12/1 1 1 x dm x dmódm s f f U U                 Hay ở dạng đơn vị tương đối: )2/1*(* xfU  nếu gần đúng thì ta có s f U  1 1 nên có thể coi luật điều khiển này là luật từ thông là hàm của mômen tải: ** cs M 1.4.4. Điều khiển điện áp-tần sô giữ từ thông động cơ không đổi. Từ thông móc vòng qua khe hở không khí ψδ được tính.        )( 1 * 1 1 11* 1 1 11 f R jXI f U fC dm  Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 20 Trong đó C1: hệ số phụ thuộc vào kết cấu máy điện. f1đm: tần số định mức, f1 * : tần số đơn vị tương đối Nếu bỏ qua thành phần sụt áp trên điện trở stato ta có *   * 1 * 1 f U tương ứng với quy luật 1 1 f U = hằng số đã nêu ở mục (3-2), bị suy giảm ở vùng tần số thấp khi sụt áp trên điện trở stato có thể so sánh với điện áp stato U1. Điều này dẫn đến momen động cơ suy giảm theo tần số. Để đảm bảo từ thống ψσ * * 1 * 1 f U  tương ứng với quy luật 1 1 f U =hằng số đã nêu ở mục (3-2), bị suy giảm ở vùng tấn số thấp khi sụt áp trên điện trở stato có thể so sánh với điện áp stato U1. Điều này dẫn đến mômen động cơ suy giảm theo tần số. Để đảm bảo từ thông ψσ không đổi ta cần bù điện áp rơi trên điện trở stato. Giải pháp thực hiện trong thực tế hay dùng là phát hàm U1(f1) với dòng điện không tải I10. Khi động cơ mang tải bù thêm lượng điện áp tỷ lệ với sụt áp trên điện trở stato ct. Như vậy tại giá trị tần số đầu vào f1 giá trị điện áp sẽ có hai thành phần: Thành phần thứ nhất U11 lấy từ hàm quan hệ U1(f1), thành phần thứ 2 tỷ lệ với dòng điện tả U12~I1. Dạng đặc tính cơ theo luật điều khiển điện áp tần số giữ từ thông động cơ không đổi được vẽ trên 0 M  Mth  Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 21 Hình 1.12. Đặc tính cơ điều khiển điện áp - tần số giữ từ thông động cơ không đổi Nhận xét: Phương pháp điều khiển U1(f1) giữ từ thông không đổi đơn giản dễ thực hiện. Vì vậy, phần lớn biến tần công nghiệp thường sử dụng giải pháp này. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 22 Chƣơng II CẤU TRÚC BỘ BIẾN TẦN ĐA MỨC DÙNG TRONG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN TRUNG ÁP A. Cấu trúc bộ biến tần đa mức. 2.1. Khái niệm Bộ nghịch lưu có nhiệm vụ chuyển đổi năng lượng từ nguồn điện một chiều sang dạng năng lượng điện xoay chiều để cung cấp cho tải xoay chiều. Bộ nghịch lưu áp là một bộ nghịch lưu có nguồn một chiều cung cấp là nguồn áp và đối tượng điều khiển ở ngõ ra là điện áp. Linh kiện trong bộ nghịch lưu áp có vai trò như một khóa dùng để đóng, ngắt dòng điện qua nó. Trong các ứng dụng với công suất vừa và nhỏ, có thể sử dụng transitor BJT, MOSFET, IGBT làm khóa và ở phạm vi công suất lớn có thể sử dụng GTO, IGCT … 2.2. Phân loại bộ nghịch lƣu áp Bộ nghịch lưu áp dựa theo các tiêu chí khác nhau có thể phân loại như sau: - Theo số pha điện áp đầu ra: một pha, ba pha. - Theo số bậc điện áp giữa một đầu pha tải và một điểm điện thế chuẩn trên mạch (phase to pole voltage): hai mức (two level), đa mức (multilevel). - Theo cấu trúc của bộ nghịch lưu: dạng nối tầng (cascade inverter), dạng điôt kẹp (diode clamped inverter), dạng flying capacitor … - Theo phương pháp điều chế: + Phương pháp điều rộng. + Phương pháp điều biên. + Phương pháp điều chế độ rộng xung dùng sóng mang (CBPWM). + Phương pháp điều chế độ rộng xung cải biến (SFO-PWM). + Phương pháp điều chế vectơ không gian (SVPWM). 2.3. Nghịch lƣu áp đa mức Sự tiến bộ gần đây trong việc nâng cao tính năng dòng, áp của các thiết bị chuyển mạch như IGBT, IGCT, GTO đã thúc đẩy việc sử dụng các bộ nghịch lưu nguồn áp trong lĩnh vực công suất lớn. Các bộ nghịch lưu với dòng điện lớn và điện áp cao ngày càng ứng Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 23 dụng rộng rãi trong truyền động xoay chiều, trong truyền tải điện xoay chiều như bộ bù tĩnh (static var compensator). Cấu trúc chung của bộ nghịch lưu áp nhiều mức (đa mức) là có nhiều bộ gồm sáu chuyển mạch thông thường trong nghịch lưu ba pha để tổng hợp điện áp hình sin từ một số mức điện áp từ nguồn áp của tụ điện. Lý do sử dụng các khóa chuyển mạch này là dòng điện bị phân chia trong các khóa chuyển mạch và cho phép làm việc với công suất định mức lớn hơn công suất từng khóa riêng rẽ. 2.4. Các cấu trúc cơ bản của bộ nghịch lƣu áp đa mức 2.4.1. Bộ nghịch lưu điôt kẹp (diode clamped multilevel inverter) 2.4.1.1. Cấu trúc Bộ nghịch lưu điôt kẹp sử dụng các điôt kẹp và các tụ điện một chiều mắc nối tầng để tạo ra điện áp có nhiều mức. Bộ nghịch lưu này có thể có cấu trúc: 3, 4 hay 5 mức, nhưng thường sử dụng nhiều nhất trong các truyền động công suất lớn, điện áp trung bình (medium voltage drives) là bộ nghịch lưu 3 mức (three level neutral point clamped: 3L- NPC). Hình 2.1: Bộ nghịch lưu điôt kẹp 3 mức Cấu trúc của một bộ nghịch lưu điôt kẹp 3 mức như hình 2.1. Pha A của bộ nghịch lưu gồm có 4 khóa bán dẫn S1 đến S4 và 4 điôt mắc song song ngược D1 đến D4. Điện áp vào một chiều của bộ nghịch lưu thường được chia bởi 2 tụ điện nối tầng Cd1 và Cd2, để tạo Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 24 ra điểm trung tính ảo (neutral point) Z. Điện áp đặt lên mỗi tụ điện bằng E, thường bằng một nửa điện áp nguồn một chiều đưa vào Vd. Các điôt Dz1, Dz2 nối với điểm trung tính ảo Z gọi là các điôt chốt điểm trung tính. Khi các khóa S2 và S3 đều đóng, đầu ra pha A của bộ nghịch lưu được nối với điểm trung tính ảo thông qua một trong hai điôt chốt. 2.4.1.2. Trạng thái của các khóa chuyển mạch Trạng thái của các chuyển mạch trong bộ nghịch lưu điôt kẹp 3 mức được cho dưới dạng bảng 2.1. Trạng thái P (positive) tương ứng với hai khóa chuyển mạch S1, S2 đều đóng và lúc đó điện áp ra UAZ có giá trị bằng E. Ngược lại trạng thái N (negative) tương ứng với hai khóa chuyển mạch S3, S4 đều đóng và điện áp ra UAZ có giá trị bằng -E. Trạng thái O (zero) tương ứng với hai khóa chuyển mạch S2, S3 đều đóng và lúc này điện áp UAZ sẽ có giá trị bằng 0 do các điôt chốt. Phụ thuộc theo chiều của dòng điện tải mà một trong hai điôt chốt sẽ dẫn dòng. Ví dụ, với dòng điện tải dương (iA > 0) làm DZ1 đóng, đầu ra pha A được nối với điểm trung tính Z thông qua sự dẫn dòng của DZ1 và S2. Bảng 2.1: Bảng trạng thái chuyển mạch (pha A) của bộ nghịch lưu 3L-NPC Trạng thái Trạng thái các khóa chuyển mạch Điện áp ra UAZ S1 S2 S3 S4 P Đóng Đóng Ngắt Ngắt E O Ngắt Đóng Đóng Ngắt 0 N Ngắt Ngắt Đóng Đóng -E Các khóa chuyển mạch S1, S3 và S2, S4 hoạt động theo nguyên tắc đối nghịch, có nghĩa là khi một khóa đóng thì khóa còn lại sẽ ngắt. Hình 1.2 biểu diễn một ví dụ về trạng thái khóa chuyển mạch, tín hiệu điều khiển các chuyển mạch và điện áp ra UAZ có 3 mức E, 0 và -E. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 25 Hình 2.2: Trạng thái, điện áp điều khiển các chuyển mạch và điện áp ra Tương tự ta cũng có điện áp pha UBZ, UCZ có dạng giống UAZ nhưng có sự dịch chuyển pha đi 2/3. Điện áp dây BZAZAB UUU  sẽ có 5 mức điện áp: 2E, E, 0, -E và - 2E (hình 2.3). Hình 2.3: Điện áp pha và điện áp dây của bộ nghịch lưu 3L-NPC 2.4.1.3. Quá trình chuyển mạch Để nghiên cứu sự chuyển mạch của các khóa trong bộ nghịch lưu 3L-NPC, coi như có sự chuyển đổi trạng thái từ trạng thái O sang trạng thái P bằng cách ngắt S3 và đóng S1 với thời gian chết bỏ qua. Với giả thiết rằng dòng điện pha iA không đổi chiều trong quá trình chuyển mạch do tải có tính cảm, giá trị hai tụ điện Cd1 và Cd2 đủ lớn để điện áp đặt lên mỗi tụ điện giữ giá trị bằng E và các khóa chuyển mạch coi như lý tưởng. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 26 - Trường hợp 1: dòng điện tải iA > 0 (hình 1.4a) Bộ nghịch lưu đang ở trạng thái O tương ứng với các khóa chuyển mạch S1, S4 đều ngắt, còn S2 và S3 đang đóng. Điôt chốt DZ1 đang dẫn dòng điện iA > 0. Điện áp đặt trên hai khóa chuyển mạch S2, S3: 0UU S3S2  , còn điện áp đặt lên hai khóa S1, S4: EUU S4S1  . Sau khi S3 ngắt hoàn toàn, S1 đóng lại (trạng thái P) tương ứng với điện áp rơi 0US1 , điôt chốt DZ1 bị phân cực ngược nên khóa lại, dòng điện chuyển từ DZ1 sang S1. Do cả hai khóa chuyển mạch S3 và S4 đều đã ngắt nên điện áp rơi trên chúng: EUU S4S3  . - Trường hợp 2: dòng điện tải iA < 0 (hình 2.4b) Hình 2.4a: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O sang trạng thái P với dòng điện tải iA > 0 Trạng thái O Trạng thái P Hình 2.4b: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O sang trạng thái P với dòng điện tải iA < 0 Trạng thái O Trạng thái P Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 27 Bộ nghịch lưu đang ở trạng thái O, S2 và S3 đang đóng, điôt chốt DZ2 đang dẫn dòng điện chạy qua (iA < 0). Điện áp đặt trên hai khóa chuyển mạch S1, S4: S1 S4U = U = E . Do tải có tính cảm nên dòng điện không đổi chiều ngay lập tức mà làm điôt D1 và D2 mở, dẫn đến S1 S2U U 0  . Lúc này dòng điện tải iA chuyển mạch từ S3 qua D1, D2 (trạng thái P). Tương tự ta có thể khảo sát quá trình chuyển mạch từ trạng thái P sang trạng thái O, từ trạng thái O sang trạng thái N hay ngược lại dưới dạng bảng 2.2. Bảng 2.2: Quá trình dẫn dòng của các khóa trong pha A của bộ nghịch lưu 3L-NPC Trạng thái S1 D1 S2 D2 S3 D3 S4 D4 DZ1 DZ2 Dòng điện tải iA > 0 P x x O x x N x x Dòng điện tải iA < 0 P x x O x x N x x 2.4.2. Bộ nghịch lưu dạng flying capacitor 2.4.2.1. Cấu trúc Cấu trúc bộ nghịch lưu dạng flying capacitor tương tự như bộ nghịch lưu điôt kẹp chỉ khác không có điôt kẹp mà thay bằng tụ điện. Ở đây ta khảo sát cấu trúc bộ nghịch lưu dạng flying capacitor 3 mức (3L-FLC inverter) gồm có 12 khóa chuyển mạch, điôt ngược mắc song song và 3 tụ điện thay đổi (hình 2.5). Trong quá trình hoạt động tụ điện thay đổi được nạp đến 1/2 điện áp cung cấp từ nguồn một chiều. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 28 E + _ Z O + _ 1S 1D 2S 2D 3D 4S 4D d1C 1C E + _ d2C dcU A B C 3S Hình 2.5: Bộ nghịch lưu dạng flying capacitor 3 mức 2.4.2.2. Trạng thái của các khóa chuyển mạch Để tạo ra 3 mức điện áp, các khóa chuyển mạch được điều khiển sao cho tại mọi thời điểm chỉ có hai trong bốn khóa ở mỗi pha được đóng. Trạng thái của các chuyển mạch trong bộ nghịch lưu 3L-FLC được cho dưới dạng bảng 2.3. Nó chỉ khác so với bộ nghịch lưu 3L-NPC là có hai trạng thái O tương ứng với S1 đóng, S2 ngắt và S1 ngắt, S2 đóng. Tùy theo chiều dòng điện qua tụ thay đổi mà nạp hay xả tụ điện. Bảng 2.3: Bảng trạng thái chuyển mạch (pha A) của 3L-FLC Trạng thái Trạng thái các khóa chuyển mạch UAZ ic1 S1 S2 S3 S4 P Đóng Đóng Ngắt Ngắt E 0 O Đóng Ngắt Đóng Ngắt 0 iA Ngắt Đóng Ngắt Đóng 0 -iA N Ngắt Ngắt Đóng Đóng -E 0 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 29 2.4.2.3. Quá trình chuyển mạch Để nghiên cứu sự chuyển mạch của các khóa chuyển mạch trong bộ nghịch lưu 3L- FLC, coi như có sự chuyển đổi từ trạng thái O sang trạng thái P bằng cách ngắt S3 và đóng S2 với thời gian chết bỏ qua. - Trường hợp 1: dòng điện tải iA > 0 (hình 2.6a) Bộ nghịch lưu ở trạng thái O tương ứng với các khóa S1, S3 đang đóng và S2, S4 đang ngắt. Điôt D3 đang dẫn cho dòng điện iA > 0 chạy qua. Sau khi S3 ngắt hoàn toàn, S2 đóng lại (trạng thái P) dòng điện chuyển từ D3 qua S2. - Trường hợp 2: dòng điện tải iA < 0 (hình 2.6b) E + _ Z + _ 1S 1D 2S 2D 3D 4S 4D d1C 1C E + _ d2C dcU A 3S Ci Ai E + _ Z + _ 1S 1D 2S 2D 3D 4S 4D d1C 1C E + _ d2C dcU A 3S A i Trạng thái O Trạng thái P Hình 2.6a: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O sang trạng thái P với dòng điện tải iA > 0 E + _ Z + _ 1S 1D 2S 2D 3 4 4 d1C 1C E + _ d2C dcU A 3S Ci Ai E + _ Z + _ 1S 1D 2S 2D 3 4S 4 d1C 1C E + _ d2C dcU A 3S A i Trạng thái O Trạng thái P Hình 2.6 b: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái O sang trạng thái P với dòng điện tải iA < 0 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 30 Bộ nghịch lưu ở trạng thái O tương ứng với các khóa S1, S3 đang đóng và S2, S4 đang ngắt. Điôt D1 đang dẫn dòng iA < 0 chạy qua. Sau khi S3 ngắt hoàn toàn, S2 đóng lại (trạng thái P), dòng điện chuyển qua D1 và D2. Tương tự ta có thể khảo sát quá trình chuyển mạch từ trạng thái P sang trạng thái O, từ trạng thái O sang trạng thái N hay ngược lại dưới dạng bảng 2.4. Bảng 2.4: Quá trình dẫn dòng của các khóa trong pha A của bộ nghịch lưu 3L-FLC Trạng thái S1 D1 S2 D2 S3 D3 S4 D4 Dòng điện tải iA > 0 P x x O x x x x N x x Dòng điện tải iA < 0 P x x O x x x x N x x 2.4.3. Bộ nghịch lưu nhiều mức kiểu cầu H nối tầng (cascade H-bridge multilevel inverter) 2.4.3.1. Cấu trúc Bộ nghịch lưu nhiều mức kiểu cầu H nối tầng (CHB) bao gồm nhiều cầu H một pha mắc nối tiếp để tạo ra điện áp xoay chiều. Nó sử dụng nhiều nguồn một chiều cách ly để cung cấp cho cầu H một pha. Ở đây ta nghiên cứu cấu trúc một bộ nghịch lưu kiểu cầu H nối tầng có 5 mức (5L-CHB) gồm có 2 cầu H mắc nối tiếp trong mỗi pha (hình 2.7). Điện áp một chiều cung cấp cho bộ cầu H một pha thường từ bộ chỉnh lưu điôt nhiều mức. Để Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 31 tạo ra điện áp có 5 mức thì tại mội thời điểm các khóa chuyển mạch được điều khiển sao cho chỉ có 2 trong 4 khóa của mỗi cầu H được đóng. E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S 1H 2H h1U h2U E E E E A B C O N Hình 2.7: Bộ nghịch lưu 5 mức kiểu cầu H nối tầng 2.4.3.2. Trạng thái của các khóa chuyển mạch Khi các khóa chuyển mạch S11, S21, S12 và S22 dẫn dòng thì điện áp ra của cầu H1 và H2 lần lượt: EUU h2h1  nên điện áp ra tổng hợp trên pha A của bộ nghịch lưu: 2EUUU h2h1AN  . Tương tự với S31, S41, S32 và S42 dẫn thì điện áp ra 2EUAN  . Còn 3 mức điện áp còn lại E, 0, -E tương ứng với các vị trí khác nhau của các khóa sẽ được tổng hợp trong bảng 2.5. Bảng 2.5: Bảng trạng thái chuyển mạch (pha A) của 5L-CHB Trạng thái (State) Trạng thái các khóa chuyển mạch Uh1 Uh2 UAN S11 S31 S12 S32 1 Đóng Ngắt Đóng Ngắt E E 2E 2 Đóng Đóng Đóng Ngắt 0 E E 3 Ngắt Ngắt Đóng Ngắt 0 E 4 Đóng Ngắt Đóng Đóng E 0 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 32 5 Đóng Ngắt Ngắt Ngắt E 0 6 Ngắt Ngắt Đóng Đóng 0 0 0 7 Đóng Đóng Đóng Đóng 0 0 8 Đóng Đóng Ngắt Ngắt 0 0 9 Ngắt Ngắt Ngắt Ngắt 0 0 10 Đóng Ngắt Ngắt Đóng -E E 11 Ngắt Đóng Đóng Ngắt E -E 12 Đóng Đóng Ngắt Đóng 0 -E -E 13 Ngắt Ngắt Ngắt Đóng 0 -E 14 Ngắt Đóng Đóng Đóng -E 0 15 Ngắt Đóng Ngắt Ngắt -E 0 16 Ngắt Đóng Ngắt Đóng -E -E -2E 2.4.3.3. Quá trình chuyển mạch Hình 2.8 biểu diễn sự chuyển mạch giữa các mức điện áp ra, số lượng chuyển mạch giữa 2 mức điện áp kề nhau được đánh dấu trong hình vẽ. Để nghiên cứu sự chuyển mạch giữa các trạng thái, ta khảo sát sự chuyển mạch một trường hợp (theo đường nét đậm trong hình 2.8). Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 33 Hình 2.8: Quá trình chuyển mạch giữa các trạng thái - Trường hợp 1: dòng điện tải iA > 0 (hình 2.9a) E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 1 E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 4 E 1 1 41D41 3S 3D 21D2S E 1 1 42D42S 3S 3D 22D2S A Trạng thái 7 E 1S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 1S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 14 E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 16 Hình 2.9a: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái 1614741  với dòng điện tải iA > 0 Bộ nghịch lưu ở trạng thái "1" tương ứng với S11, S21, S12 và S22 đang dẫn dòng với điện áp ra 2EUAN  . Sau khi S22 ngắt hoàn toàn, S32 đóng lại bộ nghịch lưu chuyển sang trạng thái "4" với điện áp ra EUAN  . Sau khi S21 ngắt hoàn toàn, S31 đóng lại bộ nghịch lưu chuyển sang trạng thái "7" tương ứng với điện áp ra 0UAN  . Sau đó bộ nghịch lưu chuyển sang trạng thái "14" với S11 ngắt và S41 đóng lại, tương ứng với điện áp ra EUAN  . Sau khi S12 ngắt hoàn toàn, S42 đóng lại bộ nghịch lưu chuyển sang trạng thái "16" tương ứng với điện áp ra E2UAN  . Dòng điện chạy trong các trạng thái biểu diễn bằng đường nét đậm trong hình 2.9a. - Trường hợp 2: dòng điện tải iA < 0 (hình 2.9b) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 34 E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 1 E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 4 E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 7 E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S A Trạng thái 14 E 11S 11D 41D41S 3S 31D 21D2S E 12S 12D 42D42S 3S 32D 22D2S Trạng thái 16 Hình 2.9b: Quá trình chuyển mạch từ trạng thái 1614741  với dòng điện tải iA < 0 Tương tự trường hợp dòng điện tải iA > 0, quá trình chuyển mạch cũng xảy ra theo chu trình trên nhưng với chiều dòng điện chạy như trong hình 2.9b. 2.5. Nhận xét Bộ nghịch lưu áp đa mức ngày càng được sử dụng nhiều trong các ứng dụng có điện áp cao và hiệu suất cao. Ưu điểm chính của nó: công suất của bộ nghịch lưu áp tăng lên, điện áp đặt lên các linh kiện giảm xuống nên công suất tổn hao do quá trình đóng cắt của linh kiện cũng giảm theo, với cùng tần số đóng cắt các thành phần sóng hài bậc cao của điện áp ra nhỏ hơn so với trường hợp bộ nghịch lưu 2 mức. Trong các cấu trúc của bộ nghịch lưu đa mức, cấu trúc dạng flying capacitor (FLC) khó thực hiện bởi vì mỗi tụ điện được nạp với điện áp khác nhau khi số mức điện áp tăng Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 35 lên. Bộ nghịch lưu cầu H nối tầng (CHB) có khả năng mođun hóa, vấn đề không cân bằng của điện áp liên lạc một chiều không xảy ra, do đó dễ mở rộng ở nhiều mức, tuy nhiên cần phân tách nguồn một chiều. Cấu trúc có điôt kẹp (NPC) khó mở rộng sang nhiều mức bởi vì vấn đề liên lạc một chiều không cân bằng, số điôt chốt tăng lên. Vì vậy trong phạm vi luận văn tác giả chỉ tập trung nghiên cứu cho bộ nghịch lưu áp 3 mức (3L-NPC). B. Phƣơng pháp điều chế cho bô nghịch lƣu áp đa mức. 2.6 Khái niệm. Phương pháp điều chế vectơ không gian (space vector modulation method -SVM) xuất phát từ những ứng dụng của vectơ không gian trong máy điện xoay chiều, sau đó được mở rộng triển khai trong các hệ thống điện ba pha. Phương pháp điều chế vectơ không gian và các dạng cải biến của nó có tính hiện đại, giải thuật chủ yếu dựa vào kỹ thuật số và là các phương pháp được sử dụng phổ biến nhất hiện nay trong lĩnh vực điện tử công suất liên quan đến điều khiển các đại lượng xoay chiều ba pha như truyền động điện xoay chiều, điều khiển các mạch lọc tích cực, điều khiển các thiết bị công suất trên hệ thống truyền tải điện. Phương pháp điều chế vectơ không gian là phương thức thay thế ba vectơ điện áp ba pha thành một vectơ quay trong không gian. Như vậy thay vì phải tính toán trên ba pha ta chỉ cần tính toán trên hệ trục hai pha theo độ lớn và góc pha của đại lượng vectơ quay. Giả thiết cho đại lượng ba pha cân bằng av , bv , cv thỏa mãn hệ thức: 0a b cv v v   (2.1) Phép chuyển đổi từ các đại lượng ba pha av , bv , cv sang đại lượng vectơ quay v  theo công thức:  2 2 2 ; 3 3 j j a b cv v v e v e       (2.2) 2.7. Phƣơng pháp điều chế cho bộ nghịch lƣu áp ba mức NPC 2.7.1. Vectơ không gian của bộ nghịch lưu áp ba mức NPC Với bộ nghịch lưu áp ba mức NPC (hình 2.10), trên mỗi pha ví dụ pha A điện áp AZU sẽ có ba trạng thái điện áp khác nhau tương ứng với các trạng thái đóng ngắt của các khóa bán dẫn. Do đó có tất cả 27 trạng thái đóng ngắt của các khóa bán dẫn trên ba pha tạo ra điện áp ba pha ở tải, với mỗi trạng thái được minh họa bởi tổ hợp ka, kb, kc. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 36 Hình 2.10: Bộ nghịch lưu áp 3 mức NPC Xét hệ số ka: và cùng với quy tắc đối nghịch x1 x3 x2 x4 S +S =1 S +S =1    , trong đó x =a,b,c ta xây dựng được các vectơ và trạng thái đóng cắt của bộ nghịch lưu áp 3 mức NPC (bảng 2.1) Dựa vào độ lớn (mođun), người ta chia các vectơ này thành 4 nhóm: - Vectơ không (zero vector) 0V  : tương ứng với 3 trạng thái của khóa bán dẫn là [PPP], [OOO] và [NNN]. Môđun của vectơ 0V  bằng không. - Vectơ nhỏ (small vector) 1 6V ÷ V   : có môđun bằng Vdc/3, mỗi vectơ này có trạng thái khóa bán dẫn tương ứng với hai loại vectơ P (chứa trạng thái P) và vectơ N (chứa trạng thái N). - Vectơ trung bình (medium vector) 7 12V ÷V   : có môđun bằng dc3V /3 . - Vectơ lớn (large vector) 13 18V ÷V   : có môđun bằng dc2V /3 . Các trạng thái đóng ngắt này tạo thành một vectơ không gian điện áp có các trạng thái trùng lặp (redudant states). Khi thực hiện điều chế vectơ không gian cho bộ nghịch lưu áp 3 mức, thông thường người ta tạo ra vectơ tham chiếu ( efrV  ) từ 3 vectơ gần nó nhất. Do vậy để thuận tiện ta chia vectơ không gian của bộ nghịch lưu áp 3 mức thành 6 vùng (sector) như hình 2.11. Bảng 2.6: Các vectơ tương ứng với các trạng thái của khóa bán dẫn P : khi S1 và S2 đóng ("1"), UAZ = E ka = O : khi S2 và S3 đóng ("1"), UAZ = 0 N : khi S3 và S4 đóng ("1"), UAZ = -E Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 37 Không gian vectơ Trạng thái khóa bán dẫn Phân loại vectơ Môđun vectơ 0V  [PPP], [OOO], [NNN] Vectơ không 0 1V  Loại P Loại N Vectơ nhỏ dc 1 V 3 1PV  [POO] 1NV  [ONN] 2V  2PV  [PPO] 2NV  [OON] 3V  3PV  [OPO] 3NV  [NON] 4V  4PV  [OPP] 4NV  [NOO] 5V  5PV  [OOP] 5NV  [NNO] 6V  6PV  [POP] 6NV  [ONO] 7V  [PON] Vectơ trung bình dc 3 V 3 8V  [OPN] 9V  [NPO] 10V  [NOP] 11V  [ONP] 12V  [PNO] 13V  [PNN] Vectơ lớn dc 2 V 3 14V  [PPN] 15V  [NPN] 16V  [NPP] 17V  [NNP] 18V  [PNP] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 38 1V  13V 7V 14V  2V  8V  15V  0V  9V  16V  5V 4V  6V  10V  17V  18V  11V  12V  Sector I Sector II Sector III Sector IV Sector V Sector VI Hình 2.11 : Vectơ không gian điện áp của bộ nghịch lưu 3 mức NPC 2.7.2. Phương pháp điều chế vectơ không gian Ý tưởng của phương pháp điều chế vectơ không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của vectơ không gian tham chiếu trên quỹ đạo đường tròn của vectơ điện áp bộ nghịch lưu tương tự như trường hợp vectơ không gian của đại lượng sin ba pha tạo được. Vectơ tham chiếu ở đây chính là vectơ trung bình trong thời gian một chu kỳ điều chế Tpulse của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp. Các bước thực hiện giải thuật điều chế vectơ không gian: - Xác định vị trí của vectơ trung bình. - Xác định các vectơ cơ bản để tạo được vectơ trung bình. - Xác định trình tự thực hiện và thời gian tác dụng của các vectơ cơ bản. Giả sử vectơ trung bình nằm trong vùng I (sector I), ta chia nhỏ vùng (tam giác) này thành 4 tam giác con , ,  và  (hình 2.12), trong đó mỗi tam giác được tổ hợp từ 3 vectơ cơ bản (bảng 2.7). 1V  13V 7V  14V  2V  0V   ‚ ‚ ‚ refV  θ Hình 2.12: Vectơ điện áp ở vùng I (sector I) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 39 Bảng 2.7: Vị trí các tam giác tương ứng với tổ hợp các vectơ cơ bản Tam giác Tổ hợp các vectơ cơ bản  0V  , 1V , 2V  1V  , 13V , 7V  1V  , 7V , 2V  2V  , 7V , 14V Tổng quát, khi vectơ điện áp trung bình refV  nằm trong tam giác tổ hợp từ các vectơ 1V  , 2V  , 3V  ta thực hiện sự tổng hợp vectơ trung bình bằng cách điều khiển để 1V  tác dụng trong thời gian T1, 2V tác dụng trong thời gian T2 và 3V tác dụng trong thời gian T3 theo công thức: 1 2 31 2 3ref pulseV T V T V T V T       (2.3) trong đó 1 2 3pulseT T T T   : là chu kỳ điều chế. Vấn đề còn lại là xác định thời gian tác dụng T1, T2, T3 của các vectơ cơ bản. Nếu ta biết được vectơ refV  dưới dạng các thành phần vuông góc αV và βV trong hệ tọa độ cố định (stationary frame) αβ , quan hệ giữa các thành phần vectơ αV , βV với thời gian duy trì trạng thái vectơ 1V  , 2V  , 3V  có thể biểu diễn dưới dạng ma trận: 1 2 3 1 1 2 3 2 3 1 1 1 1 1 s V V V V T V V V V T T T                                      (2.4) Với 1α 2α 3α 1β 2β 3βV ,V ,V ,V ,V ,V là các thành phần theo hệ tọa độ αβ của các vectơ 1V  , 2V  , 3V  trên hình lục giác. Từ đó thời gian được xác định: -1 1 1 2 3 2 1 2 3 3 1 1 1 1 1 pulse T V V V V T V V V V T T                                      (2.5) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 40 hay ở dạng tương đối: 1 2 31 2 3; i refi pulse T d V d V d V d V T         (2.6) -1 1 1 2 3 2 1 2 3 3 1 1 1 1 d V V V V d V V V V d                                      (2.7) Áp dụng cụ thể vào 4 tam giác con trong vùng I của hình lục giác, ta thu được kết quả như bảng 2.8 Bảng 2.8: Thời gian tác dụng đối với vectơ refV  trong vùng I Tam giác Thời gian thực hiện 1d 2d 3d  0V  a1-m (sinθ+ 3cosθ) 1V am (-sinθ+ 3cosθ) 2V a2m sinθ  1V  a2-m (sinθ+ 3cosθ) 13V a-1 m (sinθ+ 3cosθ) 7V a2m sinθ  1V  a1-2m sinθ 7V a-1 m (sinθ+ 3cosθ) 2V a1 m (sinθ 3cosθ)   2V  a2-m (sinθ+ 3cosθ) 7V am (-sinθ 3cosθ) 14V a-1 2m sinθ Trong đó ma là chỉ số điều chế (modulation index): 3 ; ref a dc V m V  0 1am  (2.8) Nếu vectơ trung bình refV  nằm ở góc phần sáu thứ i so với góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác tính từ vị trí trục thực α , ta có thể quy đổi nó về góc phần sáu thứ nhất (vùng I) để xác định thời gian tác động của các vectơ cơ bản. 2.7.3. Hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ điện Đặc điểm của bộ nghịch lưu dạng NPC nói chung và 3 mức nói riêng là sự xuất hiện của các tụ điện tại phần DC link, trong quá trình tác động của các trạng thái khác nhau sẽ làm xuất hiện điện áp zV (neutral point voltage), là điện áp giữa điểm Z và âm nguồn một chiều. Khi thiết kế trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn người ta tìm cách làm giảm nhỏ ảnh hưởng của các trạng thái đến độ lệch điện áp zV (hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ điện) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 41 Khi bộ nghịch lưu đang hoạt động ở trạng thái [PPP] tương ứng với vectơ 0V  , lúc này hai khóa bán dẫn phía trên của ba nhánh nghịch lưu ở trạng thái đóng nên pha A, B và C được nối với dương nguồn một chiều (hình 2.13). Do điểm trung tính Z không được nối nên trạng thái này không ảnh hưởng đến điện áp zV (neutral point voltage). Tương tự như vậy hai trạng thái còn lại của vectơ 0V  : [OOO] và [NNN] cũng không ảnh hưởng đến điện áp zV . Z + _ d1C d2CTảizV+ _ dc A C B Hình 2.13: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ 0V [PPP] Khi bộ nghịch lưu hoạt động ở trạng thái P [POO] của vectơ điện áp nhỏ 1V  ( 1PV  ), lúc này tải 3 pha được nối giữa điểm dương nguồn và điểm trung tính Z (hình 2.14a) nên có dòng điện trung tính iz chạy vào điểm Z làm điện áp Vz tăng lên. Ngược lại với trạng thái N [ONN] của vectơ 1V  ( 1NV  ) sẽ làm điện áp Vz giảm (hình 2.15b). Z + _ d1C d2CTảiz+ _ dc A C B zi Z + _ d1C d2CTảizV+ _ dcV A C B zi a) Trạng thái [POO]  zV  b) Trạng thái [ONN]  zV  Hình 2.14: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ 1V Khi bộ nghịch lưu hoạt động ở trạng thái [PON] của vectơ điện áp trung bình 7V  , tương ứng các pha A, B, C của tải lần lượt nối với dương nguồn, điểm trung tính Z và âm nguồn (hình 2.15). Tùy theo trạng thái của bộ nghịch lưu mà điện áp Vz có thể tăng hay giảm, vì vậy trong trạng thái này Vz không xác định được tăng hay giảm. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 42 Z + _ d1C d2CTảizV+ _ dcV A C B zi Hình 2.15: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ 7V Khi bộ nghịch lưu hoạt động ở trạng thái [PNN] của vectơ điện áp lớn 13V  , tương ứng với 3 pha của tải được nối giữa dương nguồn và âm nguồn (hình 2.16). Điểm trung tính Z không được nối nên điện áp Vz không bị ảnh hưởng. Z + _ d1C d2CTảizV+ _ dc A C B Hình 2.16: Ảnh hưởng đến Vz tương ứng với trạng thái vectơ 13V Tóm lại: - Vectơ 0V  không ảnh hưởng đến điện áp Vz. - Các vectơ nhỏ 1 6V ÷ V   có ảnh hưởng lớn đến điện áp Vz. Trong đó vectơ loại P làm điện áp Vz tăng, còn vectơ loại N làm điện áp Vz giảm. - Các vectơ trung bình 7 12V ÷ V   có ảnh hưởng đến điện áp Vz nhưng không xác định được hướng tăng hay giảm. - Các vectơ lớn 13 18V ÷ V   cũng không ảnh hưởng đến điện áp Vz. 2.7.4. Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn Như đã phân tích ở trên, các vectơ nhỏ loại P làm điện áp Vz tăng còn vectơ nhỏ loại N làm Vz giảm. Vì vậy để giảm sự mất cân bằng này, thời gian tác động của các khóa bán dẫn tương ứng với trạng thái vectơ nhỏ sẽ được phân bố đều giữa hai trạng thái loại P và loại N trong một chu kỳ điều chế. Tùy theo vị trí vectơ trung bình refV  thuộc vị trí tam giác nào, ta có hai trường hợp được khảo sát: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 43 * Trường hợp 1: trong ba vectơ cơ bản có một vectơ nhỏ . Khi vectơ trung bình refV  thuộc tam giác thứ hai và thứ tư của vùng I (hình 2.17), chỉ có một trong ba vectơ cơ bản là vectơ nhỏ. Giả thiết rằng refV  thuộc tam giác thứ tư, nó có thể được tổng hợp bằng ba vectơ cơ bản 2V  , 7V  và 14V  . Vectơ nhỏ 2V  có hai trạng thái trùng lặp [PPO] và [OON]. 1V  13V 7V  14V   0V   ‚ ‚ ‚ ref  Hình 2.17: Trường hợp refV  thuộc tam giác thứ tư của vùng I (I-4) Trình tự và thời gian tác động của các khóa bán dẫn tương ứng với trạng thái vectơ 2V  (hình 2.18) phải đảm bảo các nguyên tắc sau đây: - Thời gian tác động 2V  : 1 2 3pulseT T T T   . - Sự chuyển mạch giữa hai trạng thái liên tiếp là nhỏ nhất . - Thời gian tác động T3 của vectơ nhỏ 2V phải được phân bố đều giữa hai trạng thái loại P và loại N. - Trong một chu kỳ điều chế, trên một pha của nghịch lưu chỉ có hai khóa bán dẫn đóng và hai khóa bán dẫn ngắt. Giả thiết rằng sự chuyển tiếp của vectơ trung bình refV  từ vùng này sang vùng khác không phụ thuộc vào các khóa bán dẫn, ta có tần số đóng ngắt của khóa bán dẫn fdev bằng một nửa tần số điều chế: 1 1 2 2 dev pulse pulse f f T   (2.9) Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 44 OON + E AZU BZU + E CZU E ABU + E 2NV  PON 7V  PPN14 V  PO2PV  PPN14 V  ON 7V  ON2N V  3T 4 2T 2 1T 2 3T 2 1T 2 2T 2 3T 4 pulseT Hình 2.18: Mẫu xung của vectơ điện áp trung bình refV  thuộc vùng I-4 * Trường hợp 2: trong ba vectơ cơ bản có hai vectơ nhỏ. Khi vectơ điện áp trung bình refV  thuộc tam giác thứ nhất và thứ ba của vùng I, hai trong ba vectơ cơ bản là vectơ nhỏ. Để giảm hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ, người ta chia mỗi tam giác thành hai tam giác con (hình 2.19). 1V  13V 7V  14  2V  0V  refV  1a3a3b1b Hình 2.19: Trường hợp refV  thuộc tam giác thứ 3a của vùng I (I-3a) Giả thiết rằng refV  thuộc tam giác 3a, nên nó được tổng hợp bằng các vectơ 1V  , 2V  và 7V  . Do vectơ trung bình refV  gần với vectơ 1V  hơn vectơ 2V  nên thời gian tác động tương ứng T1 của 1V lâu hơn thời gian tác động T3 của 2V . Lúc này 1V được gọi là vectơ nhỏ chủ yếu (dominant small vector) và thời gian tác động của nó được phân bố đều giữa hai trạng thái 1PV  và 1NV  như trong bảng 2.9. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 45 Bảng 2.9: Trình tự và thời gian tác động đối với refV  thuộc tam giác I-3a Phân đoạn (segment) 1 2 3 4 5 6 7 Vectơ điện áp 1NV  2NV 7V 1PV 7V 2NV 1NV Trạng thái chuyển mạch [ONN] [OON] [PON] [POO] [PON] [OON] [ONN] Thời gian tác động 1T 4 3T 2 2T 2 1T 2 2T 2 3T 2 1T 4 Dựa vào các phân tích ở trên, ta có thể tóm tắt trình tự chuyển mạch các khóa bán dẫn trong toàn bộ không gian trạng thái (bảng 2.10) Bảng 2.10a: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng I Vùng I (sector I) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 1NV  [ONN] 2NV [OON] 1NV [ONN] 1NV [ONN] 2NV [OON] 2NV [OON] 2 2NV  [OON] 0V [OOO] 13V [PNN] 2NV [OON] 7V [PON] 7V [PON] 3 0V  [OOO] 1PV [POO] 7V [PON] 7V [PON] 1PV [POO] 14V [PPN] 4 1PV  [POO] 2PV [PPO] 1PV [POO] 1PV [POO] 2PV [PPO] 2PV [PPO] 5 0V  [OOO] 1PV [POO] 7V [PON] 7V [PON] 1PV [POO] 14V [PPN] 6 2NV  [OON] 0V [OOO] 13V [PNN] 2NV [OON] 7V [PON] 7V [PON] 7 1NV  [ONN] 2NV [OON] 1NV [ONN] 1NV [ONN] 2NV [OON] 2NV [OON] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 46 Bảng 2.10b: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng II Vùng II (sector II) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 2NV  [OON] 3NV [NON] 2NV [OON] 2NV [OON] 3NV [NON] 3NV [NON] 2 0V  [OOO] 2NV [OON] 8V [OPN] 8V [OPN] 2NV [OON] 15V [NPN] 3 3PV  [OPO] 0V [OOO] 14V [PPN] 3PV [OPO] 8V [OPN] 8V [OPN] 4 2PV  [PPO] 3PV [OPO] 2PV [PPO] 2PV [PPO] 3PV [OPO] 3PV [OPO] 5 3PV  [OPO] 0V [OOO] 14V [PPN] 3PV [OPO] 8V [OPN] 8V [OPN] 6 0V  [OOO] 2NV [OON] 8V [OPN] 8V [OPN] 2NV [OON] 15V [NPN] 7 2NV  [OON] 3NV [NON] 2NV [OON] 2NV [OON] 3NV [NON] 3NV [NON] Bảng 2.10c: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng III Vùng III (sector III) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 3NV  [NON] 4NV [NOO] 3NV [NON] 3NV [NON] 4NV [NOO] 4NV [NOO] 2 4NV  [NOO] 0V [OOO] 15V [NPN] 4NV [NOO] 9V [NPO] 9V [NPO] 3 0V  [OOO] 3PV [OPO] 9V [NPO] 9V [NPO] 3PV [OPO] 16V [NPP] 4 3PV  [OPO] 4PV [OPP] 3PV [OPO] 3PV [OPO] 4PV [OPP] 4PV [OPP] 5 0V  [OOO] 3PV [OPO] 9V [NPO] 9V [NPO] 3PV [OPO] 16V [NPP] 6 4NV  [NOO] 0V [OOO] 15V [NPN] 4NV [NOO] 9V [NPO] 9V [NPO] 7 3NV  [NON] 4NV [NOO] 3NV [NON] 3NV [NON] 4NV [NOO] 4NV [NOO] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 47 Bảng 2.10d: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng IV Vùng IV (sector IV) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 4NV  [NOO] 5NV [NNO] 4NV [NOO] 4NV [NOO] 5NV [NNO] 5NV [NNO] 2 0V  [OOO] 4NV [NOO] 10V [NOP] 10V [NOP] 4NV [NOO] 17V [NNP] 3 5PV  [OOP] 0V [OOO] 16V [NPP] 5PV [OOP] 10V [NOP] 10V [NOP] 4 4PV  [OPP] 5PV [OOP] 4PV [OPP] 4PV [OPP] 5PV [OOP] 5PV [OOP] 5 5PV  [OOP] 0V [OOO] 16V [NPP] 5PV [OOP] 10V [NOP] 10V [NOP] 6 0V  [OOO] 4NV [NOO] 10V [NOP] 10V [NOP] 4NV [NOO] 17V [NNP] 7 4NV  [NOO] 5NV [NNO] 4NV [NOO] 4NV [NOO] 5NV [NNO] 5NV [NNO] Bảng 2.10e: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng V Vùng V (sector V) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 5NV  [NNO] 6NV [ONO] 5NV [NNO] 5NV [NNO] 6NV [ONO] 6NV [ONO] 2 6NV  [ONO] 0V [OOO] 17V [NNP] 6NV [ONO] 11V [ONP] 11V [ONP] 3 0V  [OOO] 5PV [OOP] 11V [ONP] 11V [ONP] 5PV [OOP] 18V [PNP] 4 5PV  [OOP] 6PV [POP] 5PV [OOP] 5PV [OOP] 6PV [POP] 6PV [POP] 5 0V  [OOO] 5PV [OOP] 11V [ONP] 11V [ONP] 5PV [OOP] 18V [PNP] 6 6NV  [ONO] 0V [OOO] 17V [NNP] 6NV [ONO] 11V [ONP] 11V [ONP] 7 5NV  [NNO] 6NV [ONO] 5NV [NNO] 5NV [NNO] 6NV [ONO] 6NV [ONO] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 48 Bảng 2.10f: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng VI Vùng VI (sector VI) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 6NV  [ONO] 1NV [ONN] 6NV [ONO] 6NV [ONO] 1NV [ONN] 1NV [ONN] 2 0V  [OOO] 6NV [ONO] 12V [PNO] 12V [PNO] 6NV [ONO] 13V [PNN] 3 1PV  [POO] 0V [OOO] 18V [PNP] 1PV [POO] 12V [PNO] 12V [PNO] 4 6PV  [POP] 1PV [POO] 6PV [POP] 6PV [POP] 1PV [POO] 1PV [POO] 5 1PV  [POO] 0V [OOO] 18V [PNP] 1PV [POO] 12V [PNO] 12V [PNO] 6 0V  [OOO] 6NV [ONO] 12V [PNO] 12V [PNO] 6NV [ONO] 13V [PNN] 7 6NV  [ONO] 1NV [ONN] 6NV [ONO] 6NV [ONO] 1NV [ONN] 1NV [ONN] Tuy nhiên với phương pháp điều chế vectơ không gian thông thường (Conventional SVM) vẫn còn tồn tại thành phần sóng hài bậc chẵn trong điện áp ra của bộ nghịch lưu. Vì vậy người ta tìm cách loại bỏ thành phần bậc chẵn này bằng cách đưa ra phương pháp điều chế vectơ không gian cải tiến (SVM With Even-Order Harmonic Elimination). Mục đích của phương pháp này nhằm tạo ra sóng điện áp dây uAB của bộ nghịch lưu có dạng nửa sóng đối xứng (half-wave symmetrical), có nghĩa là ( ) ( )AB ABu t u t    . Muốn như vậy, trình tự đóng cắt của các khóa bán dẫn phải được sắp xếp sao cho điện áp pha của bộ nghịch lưu tạo bởi refV  trong bất kỳ hai khu vực đối xứng nhau của biểu đồ vectơ không gian sẽ có dạng sóng ngược nhau. Giả thiết rằng refV  thuộc tam giác 4 của vùng IV (IV-4), ta sẽ có hai trình tự đóng cắt khóa bán dẫn khác nhau. Trong đó trình tự khóa bán dẫn loại A (type A switching sequences) bắt đầu với vectơ nhỏ loại N và trình tự khóa bán dẫn loại B (type B switching sequences) bắt đầu với vectơ nhỏ loại P (hình 2.20). Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 49 NNOE AZU BZU E CZU E ABU E 5NV  P17 V  NOP10 V  OP5P V  NOP10 V  NNP17 V  NO5N V  pulseT 0 0 00 a) Type A switching sequences OOPE AZU BZU E CZU E ABU E 5PV  NOP10 V  NNP17 V  NO5N V  NP17 V  OP10 V  OP5P V  pulseT 0 0 00 b) Type B switching sequences Hình 2.20: Hai trình tự khóa bán dẫn đối với refV  thuộc khu vực IV-4 Trong phương pháp điều chế vectơ không gian thông thường chỉ có trình tự khóa bán dẫn loại A được sử dụng đến. Để loại bỏ sóng hài bậc chẵn ở điện áp ra của bộ nghịch lưu, cả hai loại trình tự bán dẫn loại A và loại B có thể được sử dụng thay thế nhau như hình 2.21. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 50 13V  14V  15V  16V  17V  18V  12V  Sector I Sector II Sector III Sector IV Sector V Sector VI efrV  Type A switching sequences Type B switching sequences efrV  Hình 2.21: Cách sử dụng thay thế giữa trình tự khóa bán dẫn loại A và loại B Tương tự như phần phân tích đối với phương pháp điều chế vectơ không gian thông thường, ta có thể tóm tắt trình tự chuyển mạch các khóa bán dẫn trong toàn bộ không gian trạng thái đối với phương pháp điều chế vectơ không gian có loại bỏ sóng hài bậc chẵn (bảng 2.7). Bảng 2.11a: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng I Vùng I (sector I) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 1PV  [POO] 2NV  [OON] 1PV  [POO] 1PV  [POO] 2NV  [OON] 2NV  [OON] 2 0V  [OOO] 0V  [OOO] 7V  [PON] 7V  [PON] 7V  [PON] 7V  [PON] 3 2NV  [OON] 1PV  [POO] 13V  [PNN] 2NV  [OON] 1PV  [POO] 14V  [PPN] 4 1NV  [ONN] 2PV  [PPO] 1NV  [ONN] 1NV  [ONN] 2PV  [PPO] 2PV  [PPO] 5 2NV  [OON] 1PV  [POO] 13V  [PNN] 2NV  [OON] 1PV  [POO] 14V  [PPN] 6 0V  [OOO] 0V  [OOO] 7V  [PON] 7V  [PON] 7V  [PON] 7V  [PON] 7 1PV  [POO] 2NV  [OON] 1PV  [POO] 1PV  [POO] 2NV  [OON] 2NV  [OON] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 51 Bảng 2.11b: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng II Vùng II (sector II) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 2NV  [OON] 3PV  [OPO] 2NV  [OON] 2NV  [OON] 3PV  [OPO] 3PV  [OPO] 2 0V  [OOO] 0V  [OOO] 8V  [OPN] 8V  [OPN] 8V  [OPN] 8V  [OPN] 3 3PV  [OPO] 2NV  [OON] 14V  [PPN] 3PV  [OPO] 2NV  [OON] 15V  [NPN] 4 2PV  [PPO] 3NV  [NON] 2PV  [PPO] 2PV  [PPO] 3NV  [NON] 3NV  [NON] 5 3PV  [OPO] 2NV  [OON] 14V  [PPN] 3PV  [OPO] 2NV  [OON] 15V  [NPN] 6 0V  [OOO] 0V  [OOO] 8V  [OPN] 8V  [OPN] 8V  [OPN] 8V  [OPN] 7 2NV  [OON] 3PV  [OPO] 2NV  [OON] 2NV  [OON] 3PV  [OPO] 3PV  [OPO] Bảng 2.11c: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng III Vùng III (sector III) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 3PV  [OPO] 4NV  [NOO] 3PV  [OPO] 3PV  [OPO] 4NV  [NOO] 4NV  [NOO] 2 0V  [OOO] 0V  [OOO] 9V  [NPO] 9V  [NPO] 9V  [NPO] 9V  [NPO] 3 4NV  [NOO] 3PV  [OPO] 15V  [NPN] 4NV  [NOO] 3PV  [OPO] 16V  [NPP] 4 3NV  [NON] 4PV  [OPP] 3NV  [NON] 3NV  [NON] 4PV  [OPP] 4PV  [OPP] 5 4NV  [NOO] 3PV  [OPO] 15V  [NPN] 4NV  [NOO] 3PV  [OPO] 16V  [NPP] 6 0V  [OOO] 0V  [OOO] 9V  [NPO] 9V  [NPO] 9V  [NPO] 9V  [NPO] 7 3PV  [OPO] 4NV  [NOO] 3PV  [OPO] 3PV  [OPO] 4NV  [NOO] 4NV  [NOO] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 52 Bảng 2.11d: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng IV Vùng IV (sector IV) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 4NV  [NOO] 5PV  [OOP] 4NV  [NOO] 4NV  [NOO] 5PV  [OOP] 5PV  [OOP] 2 0V  [OOO] 0V  [OOO] 10V  [NOP] 10V  [NOP] 10V  [NOP] 10V  [NOP] 3 5PV  [OOP] 4NV  [NOO] 16V  [NPP] 5PV  [OOP] 4NV  [NOO] 17V  [NNP] 4 4PV  [OPP] 5NV  [NNO] 4PV  [OPP] 4PV  [OPP] 5NV  [NNO] 5NV  [NNO] 5 5PV  [OOP] 4NV  [NOO] 16V  [NPP] 5PV  [OOP] 4NV  [NOO] 17V  [NNP] 6 0V  [OOO] 0V  [OOO] 10V  [NOP] 10V  [NOP] 10V  [NOP] 10V  [NOP] 7 4NV  [NOO] 5PV  [OOP] 4NV  [NOO] 4NV  [NOO] 5PV  [OOP] 5PV  [OOP] Bảng 2.11e: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng V Vùng V (sector V) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 5PV  [OOP] 6NV  [ONO] 5PV  [OOP] 5PV  [OOP] 6NV  [ONO] 6NV  [ONO] 2 0V  [OOO] 0V  [OOO] 11V  [ONP] 11V  [ONP] 11V  [ONP] 11V  [ONP] 3 6NV  [ONO] 5PV  [OOP] 17V  [NNP] 6NV  [ONO] 5PV  [OOP] 18V  [PNP] 4 5NV  [NNO] 6PV  [POP] 5NV  [NNO] 5NV  [NNO] 6PV  [POP] 6PV  [POP] 5 6NV  [ONO] 5PV  [OOP] 17V  [NNP] 6NV  [ONO] 5PV  [OOP] 18V  [PNP] 6 0V  [OOO] 0V  [OOO] 11V  [ONP] 11V  [ONP] 11V  [ONP] 11V  [ONP] 7 5PV  [OOP] 6NV  [ONO] 5PV  [OOP] 5PV  [OOP] 6NV  [ONO] 6NV  [ONO] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 53 Bảng 2.11f: Trình tự chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong vùng VI Vùng VI (sector VI) Phân đoạn 1a 1b 2 3a 3b 4 1 6NV  [ONO] 1PV  [POO] 6NV  [ONO] 6NV  [ONO] 1PV  [POO] 1PV  [POO] 2 0V  [OOO] 0V  [OOO] 12V  [PNO] 12V  [PNO] 12V  [PNO] 12V  [PNO] 3 1PV  [POO] 6NV  [ONO] 18V  [PNP] 1PV  [POO] 6NV  [ONO] 13V  [PNN] 4 6PV  [POP] 1NV  [ONN] 6PV  [POP] 6PV  [POP] 1NV  [ONN] 1NV  [ONN] 5 1PV  [POO] 6NV  [ONO] 18V  [PNP] 1PV  [POO] 6NV  [ONO] 13V  [PNN] 6 0V  [OOO] 0V  [OOO] 12V  [PNO] 12V  [PNO] 12V  [PNO] 12V  [PNO] 7 6NV  [ONO] 1PV  [POO] 6NV  [ONO] 6NV  [ONO] 1PV  [POO] 1PV  [POO] Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 54 Chƣơng III TÍNH TOÁN MẠCH LỰC CHO TẢI QUẠT GIÓ 3.1. Giới thiệu tải quạt gió hồi lƣu trong nhà máy xi măng. Do có nhiều ưu điểm trong phương pháp điều khiển, chất lượng hệ truyền động,…cùng với sự phát triển của điện tử công suất, điều khiển truyền động điện,…nên ngày nay biến tần trung áp và hệ truyền động biến tần động cơ không đồng bộ ngày càng được sử dụng nhiều cho các ứng dụng công suất lớn trong các nghành công nghiệp khác nhau. Chúng đang thay thế dần cho các hệ truyền động cũ cho chất lượng không cao, tốn nhiều chi phí bảo dưỡng, hiệu suất không cao…Trong công nghiệp sản xuất lớn thì nghành sản xuất xi măng là ngành có nhiều ứng dụng sử dụng hệ truyền động biến tần trung áp động cơ không đồng bộ. Sản xuất xi măng là ngành có nhiều ứng dụng sử dụng hệ truyền động biến tần trung áp động cơ không đồng bộ. Sản xuất ximăng là một ngành công nghiệp quan trọng của nền kinh tế. Đây cũng là ngành áp dụng nhiều tiến bộ của kỹ thuật vào sản xuất, đặc biệt là trong lĩnh vực truyền động điện. Tổng quan về công nghệ sản xuất xi măng cho trong hình 3.1. Hình 3.1. Tổng quan công nghệ sản xuất xi măng Khai thác đá vôi và đá sét Đập đá vôi Đập đá sét Kho đồng nhất sơ bộ Nghiền liệu Đồng nhất liệu Lò nung Xilo chứa clanke Nghiền Xi măng Đóng bao Nguyên liệu tự nhiên hoàn toàn Đập liệu về kích thước hoàn toàn Xỉ sắt Cát thạch anh Nhiên liệu Trợ dung Thạch cao Băng tải Nghiền khô đạt độ min yêu cầu Phương pháp thổi khí qua xilo Lò quay và gia nhiệt Khoáng Clanke Nghiền khô đạt độ min Đóng bao hoặc nạp vào xilo Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 55 Công nghệ sản xuất xi măng gồm các công đoạn chính sau: - Khai thác và vận chuyển đá vôi - Công đoạn dập và vận chuyển đá sét - Kho chứa liệu - Công đoạn nghiền liệu - Công đoạn đồng nhất liệu - Công đoạn nung Clinker - Công đoạn vận chuyển Clinker - Công đoạn nghiền xi măng - Công đoạn đóng bao. Các hệ truyền động có thể nghiên cứu trong hệ thống: - Hệ truyền động búa đập & nghiền clinker - Hệ truyền động băng tải(cân đo điện tử) - Hệ truyền động cho hệ rải liệu, cào liệu tự động dùng PLC - Hệ truyền động gàu nâng máy thủi khí để nâng liệu lên tháp xây - Hệ truyền động quay lò nung - Hệ truyền động máy nghiền liệu, nghiền clinhke - Hệ truyền động cho các hệ thống quạt gió làm mát, máy hút bụi… Trong giới hạn của đồ án, em nghiên cứu biến tần trung áp để điều khiển động cơ quạt gió hồi lưu nhiệt. Quạt gió lọc hồi lưu nhiệt là một thành phần của hệ thống lò quay trong công đoạn nung clinker. Trong các hệ thống lò quay thế hệ cũ với bộ làm nguội kiểu hành tinh thì không có đường thu hồi nhiệt nên không có quạt hồi lưu. Vì vậy hệ thống cũ không thu hồi lượng nhiệt làm mát clinker thải ra để cung cấp cho buồng phân huỷ và lò nung, đồng thời không tiết kiệm được nhiên liệu, làm tăng chi phí sản xuất và gây ô nhiễm môi trường. - Hệ thống lò gồm bốn thành phần cơ bản sau: + Cyclo tháp trao đổi nhiệt + Buồng phân huỷ + Ống lò Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 56 + Bộ làm nguội. Trong đó tháp cyclo trao đổi nhiệt thường có từ bồn đến sáu tầng. Tháp cyclo trao đổi nhiệt làm nhiệm vụ sấy và gia nhiệt cho bột liệu trước khi vào buồng phân huỷ. Buồng phân huỷ được đặt thẳng đứng. Mục đích của buồng phân huỷ là để cho quá trình canxi hóa xảy ra ngoài lò quay. Bộ làm nguội thường dùng trong hệ thống này là bộ làm nguội kiểu ghi vì khi nó mới có cửa ra khí nóng để hồi lưu. Một phần khí nóng cung cấp cho buồng phân huỷ được lấy từ bộ làm nguội qua ống dẫn gió hồi lưu. Trước khi dùng cho quá trình đốt, khí nóng hồi lưu từ máy làm nguội đựơc trộn với khí lò. Khí lò vào buồng phân huỷ theo trục thẳng đứng tại đáy hình con trong khi đó khí hồi lưu vào theo phương tiếp tuyến tạo ra xoáy trung bình đảm bảo sự kết hợp hiệu quả của nhiên liệu, bộ liệu và khí. Nhiệt độ khí trong buồng phân huỷ và trong tầng cyclo đáy vào khoảng 870°c đến 900°c, với nhiệt độ này tốc độ canxi hoá của liệu là khoảng 90% đến 95%. Trong hệ thống lò có buồng phân huỷ thường quá trình nung trong lò tiêu tốn khoảng 310-330kcal/kg clinker, phần chênh lệch với tổng nhiệt lượng tiêu thụ được hồi lưu tại buồng phân huỷ. Điều này làm phân chia nhiên liêu giữa lò và buồng phân huỷ vào khoảng 40%/60% đến 45%/55%. - Quạt hồi lưu nằm ở phía cuối của hệ thống lò. Nó ở vị trí ngay sau bộ làm nguội. Nó có nhiệm vụ đẩy khí nóng thải ra của bộ làm nguội trở lại buồng phân huỷ. Lưu lượng khí nóng hồi lưu về buồng phân huỷ phải được điều chỉnh thích hợp. Nếu lưu lượng hồi lưu về nhiều quá thì làm cho áp suất trong bộ làm nguội giảm, nhiệt độ giảm nhanh có thể làm ảnh hưởng đến chất lượng clinker. Nếu lưu lượng khí nóng hồi lưu quá ít thì clinker lâu nguội làm ảnh hưởng đến suet của hệ thống và lượng nhiệt đưa về buồng phân huỷ ít không đảm bảo cho quá trình canxi hoá đồng thời làm giảm nhiệt lượng của liệu vào lò khí cho phải tăng nhiên liệu vào lò nung. Ở hệ thống cũ thì lưu lượng khí nóng hồi lưu được điều chỉnh bằng thay đổi độ mở van trong khi tốc đọ quạt gió là không đổi. Cách điều chỉnh như vậy gây tổn hao lớn nhất là khi công suất của quạt gió hồi lưu rất lớn. Ở hệ thống mới ngay nay lưu lượng khí hồi lưu được điều chỉnh bằng cách thay đổi tốc độ quạt hồi lưu. với cách điều chỉnh này thì người ta dùng hệ truyền động cơ không đồng bộ rôto lồng sóc và biến tần trung áp. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 57 Hinh 3.2. Sơ đồ hệ thống lò quay nung Clinker Ở đây ta nghiên cứu biến tần trung áp cho động cơ quạt hồi lưu có các thông số sau: - Công suất định mức: Pdm= 2000 kw - Điện áp định mức: Udm=6 kV AC - Dòng điện định mức: idm= 227 A - Tốc độ định mức: ndm= 1470vòng/phút - Số cặp vực: Pp=2 - Tần số định mức: fdm= 50hz - Hệ số công suất: cosυ= 0,88 - Mômen định mức: Mdm= 12811N.m - Mômen quán tính: J= 20,6kg.m 2 3.2. Tính chọn mạch lực. Sơ đồ mạch lực như hình vẽ: Bộ làm nguội Quạt hồi lưu nhiệt hồi lưu Ống lò W03M1 A55 A54 A53 A52 A51 Cấp liệu J14 J15P2 Tháp làm lạnh K11 Lọc bụi tĩnh điện P26 J2P27 Ống khói Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 58 D1b _ + Ud S4a S3a D2a S2a S1a D1a S1b S2b D2b S3b S4b S4c S3c D2c S2c S1c D1c Z Cd1 Cd2 D3a D4a D3b D4b D3c D4c M Dz1a Dz1a Dz1b Dz1c Dz2cDz2b Hình 3.3. Mạch lực. Ta có động cơ có điện áp định mức là 6000V (đây là Ud) và điện áp vào của biến tần là 3 pha 6000V. Đây là bài toán chọn van nên để đơn giản trong việc tính chọn các van của bộ biến đổi, ta giải thiết rằng hiệu suất của các bộ chỉnh lưu, nghịch lưu là đều bằng 100%. Với giả thiết này là giá trị dòng điện trung bình đi qua các van tính được sẽ nhỏ hơn so với thực tế. Do đó, sau này ta cần nhân hệ số dự trữ cao để bù đắp lại sai số mà ta đã giả thiết trong quá trình tính toán này. Đối với bộ nghịch lưu thì ta coi thành phần sóng điện áp ra của nó chỉ là sóng điều hoà bậc 1(vì nó chiếm tới 96% giá trị điện áp ra). - Giá trị điện áp ra sau bộ chỉnh lưu là: VUU d 8105 3 6000 .34,2.34,2 2  - Ta coi hiệu suất bộ chỉnh lưu và nghịch lưu là 100%. A U P I d d d 6,246 8105 2000000  3.2.1. Chọn van cho mạch nghịch lƣu. - Điện áp ngược đặt lên IGBT: kUNV phloaddev .2)1(  Uphload là điện áp pha yêu cầu trên tải. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 59 K hệ số dự trữ. N số mức của bộ nghịch lưu. Ta có N=3. Ta chọn K=1,7 VU dev 4164)13(36000.7,1.2  - Dòng điện qua van IGBT: AkUPI dmd 12,1375,1. 6000.3 )88,1.(2000000 ..3/)cos1.(max 2/12 1 2/12     - Điện áp ngược trên diot song song ngược của IGBT: Ta chọn gần đúng như sau: UD dev=Udev≥4164V - Dòng điện trên diot song song ngược của IGBT: Dòng điện trên diot song song ngược của IGBT phụ thuộc nhiều yếu tố như dòng điện pha của tải yêu cầu, góc lệch pha giữa dòng điện và điện áp…Tuy nhiên ta có thể tính gần đúng nó bằng dòng điện pha trên tải hay chính là bằng dòng qua tranzitor: ID=137,12A - Điện áp ngược trên điốt kẹp: VD clamp=kD.Ud/(N-1)=1,3.8105/2=5268,25 V - Dòng điện qua điôt kẹp: A N I I devDclamp 28,34 )13(2 12,137 )1(2      - Chọn tụ C: Ta chọn tụ C có giá trị càng lớn càng tốt. - Với tính toán như trên ta chọn các van như sau: + Ta chọn và cho mạch nghịch lưu như sau: Ngày nay các hãng chế tạo thiết bị bán dẫn công suất thường chế tạo IGBT ở dạng module chịu được điện áp cao dòng điện lớn có tích hợp sẵn các diot song song ngược vì vậy ở đây ta chọn IGBT loại này, do đó ta không cần chọn điôt ngược riêng cho IGBT. Ta chọn IGBT dạng module là MBN300E45A của hãng HITACHI có các thông số sau: Imax=300A Vces=Ungược-max=4500V Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 60 Icp=600A Vces(sat)=ΔU=5,5V Tj=Tcp=125°C + Ta chọn diot kẹp là loại MDM200E45A của hãng HITACHI có các thông số như sau: Imax=200A Vces=Ungược-max=4500V Icp=400A Vces(sat)=ΔU=4,5V Tj=Tcp=125°C 3.2.2. Tính toán bảo vệ quá nhiệt cho các van. Có 4 loại phát nhiệt trên các van bán dẫn là: - Phát nhiệt trong trạng thái dẫn dòng của van. Khi van dẫn, do có sụt áp trên các pha nên công suất toả nhiệt trên van sẽ bằng dòng đi qua van nhận với sụt áp trên van. - Phát nhiệt trong trạng thái không dẫn dòng của van. Khi vàn không dẫn dòng thì qua van có dòng điện rò. Do đó trên van sẽ có một lượng công suất toả nhiệt là bằng điện áp ngược nhân với dòng rò. - Phát nhiệt trong trạng thái quá độ của van. Cả khi van tắt và van dẫn thì đều có toả nhiệt. Khi van đang dẫn dòng mà chuyển sang trạng thái tắt thì dòng điện giảm từ từ về 0. Trong khi đó thì điện áp lại tăng dần từ giá trị điện áp sụt áp lên giá trị điện áp ngược. Do đó, nó cũng gây ra một lượng công suất toả nhiệt đáng kể. Và trong quá trình ngược lại thì cũng tương tự như vậy. - Phát nhiệt trong quá trình phát xung mở van (Chỉ đối với những van điều khiển được). Khi phát xung mở van thì cũng làm nóng cực điều khiển. Tuy nhiên, trong 4 loại phát nhiệt cho van này thì loại hình phát nhiệt đầu tiên là lớn nhất. Do đó, trong quá trình thiết kế ta chỉ cần quan tâm đến loại hình phát nhiệt này. * Tính toán bảo vệ quá nhiệt cho IGBT mạch nghịch lƣu. - Tổn thất công suất trên mỗi van: ΔP=ΔU.Itb=5,5.137,12=754,16W - Diện tích bề mặt toả nhiệt: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 61 m TN k P S   Trong đó: ΔP là tổn hao công suất W τ độ chênh lệch nhiệt độ so với môi trường C km hệ số toả nhiệt đối lưu bức xạ W/m 2 . ° C - Ta chọn nhiệt độ môi trường là Tmt=40°C, nhiệt độ làm việc trên cánh tản nhiệt là Tlv=100°C τ =Tlv-Tmt=100-40=60°C - Do đó ta có diện tích tản nhiệt loại 10 cánh có kích thước mỗi cánh là 20x20 STN=754,16/(20.60)=0,63m 2 chọn cánh tản nhiệt loại 10 cánh có kích thước mỗi cánh là: 20x20 Tổng diện tích của cánh tản nhiệt là: STN=10.2.0,2.0,2=0,8m 2 . Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 62 CHƢƠNG IV XÂY DỰNG MÔ HÌNH ĐIỀU KHIỂN VÀ MÔ PHỎNG 4.1. Xây dựng mô hình điều khiển. 4.1.1. Thuật toán chung Qua các phân tích ở các chương trước ta tiến hành mô phỏng điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu áp 3 mức diode kẹp. Chương trình mô phỏng theo sơ đồ khối sau đây: Hình 4.1: Sơ đồ khối bộ điều chế vector không gian Giải thuật của chương trình như sau: Hình 4.2: Mô hình điều chế vector. 4.2 Chƣơng trình mô phỏng khối điều chế vector không gian. Dựa vào thuật toán trên ta tiến hành mô phỏng phương pháp điều chế vector không gian trên phần mềm Matlab Thời gian tác động (Dwell time cacula tion) Tạo xung điều khiển (Gate signal generator) To gate signals For switch of NPC refV Tpulse Ta Tb Tc Tính Vref Chuyển đổi toạ độ α,β Xác định vùng chứa vector chuẩn Xác định vector chuẩn Chuyển về vùng I Xác định tam giác con Tính thời gian tác động Tính thời gian tác động khoá bán dẫn Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 63 Hình 4.3: Sơ đồ mô phỏng điều chế vector không gian. Hình 4.4: Sơ đồ điều chế 4.2.1. Khâu chuyển hệ toạ độ Phương trình:                         c b a s s u u u u u 2/32/30 2/12/11 3 2   Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 64 Hình4.5: Sơ đồ cấu tạo khâu chuyển đổi hệ toạ độ từ abc → αβ 4.2.2. Khối xác định vùng (sector) và góc  Hình 4.6: Sơ đồ cấu tạo khối xác định sector và góc  Mục đích của khâu này là xác định xem vector refV nằm tại vùng nào trong 6 vùng 4.2.2.1.Xác định góc delta của vector Vref - Đặt y là hàm tìm kiếm góc  - So sánh giá trị góc bởi 2 trục α,β với vector refV trên đường tròn đơn vị để kiểm tra ra góc  4.2.2.2. Xác định vùng (sector) của vector Vref theo góc delta - Đặt y là hàm tìm kiếm vị trí vector refV trong lục giác. - So sánh kiểm tra xem góc  nằm tại vùng nào trong 6 vùng 4.2.3. Khối chuyển đổi về sector I. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 65 Hình 4.7. Sơ đồ cấu tạo khối chuyển đổi về sector I Mục đích của khối này là sau khi xác định được các vùng chứa refV trả về vùng I để tính toán quy đổi. - Hàm tính toán là hàm tính điện áp thành phần α,β - Thực hiện chuyển đổi góc delta() từ vùng khác về vùng I. - Nếu vùng đang chứa refV là vùng I thì giữ nguyên. - Nếu vùng đang chứa refV không phải là vùng I.Ta sẽ tiến hành chuyển rời vị trí về vùng I rồi tính toán các điện áp theo vùng I. 4.2.4. Khối xác định tam giác con và chỉ số điều chế: Hình 4.8. Sơ đồ cấu tạo khối xác định tam giác con và chỉ số điều chế. Mục đích của khối là: Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 66 - Tìm refV nằm tại tam giác con nào của vùng đã chọn tại khâu trước - Tìm chỉ số điều chế ma là bao nhiêu. 4.2.5. Tính khối thời gian tác động các vector cơ bản T1, T2, T3. Hình 4.9: Sơ đồ cấu tạo khối tính thời gian tác động của vector bán dẫn. Nhiệm vụ của khối: Tính thời gian tác động T1 của vector Vref 4.2.6. Khối tính thời gian tác động các khoá bán dẫn Ta, Tb, Tc. Hình 4.10: Sơ đồ cấu tạo khối tính thời gian tác động của các khoá bán dẫn Ta, Tb, Tc Nhiệm vụ tính toán thời gian chuyển mạch theo phương pháp lý thuyết đã phân tích. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 67 4.2.7. Khối tạo xung điều khiển của các pha. Hình 4.11: Sơ đồ cấu tạo khối tạo xung điều khiển các pha Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 68 4.2.8 Mạch động lực. Hình 4.12: Sơ đồ Mạch động lực 4.3. Mô phỏng với Matlab Simulink. 4.3.1.Mô phỏng với tải R-L Trường hợp với tải R-L: R = 4; L = 3,2mH; f = 50Hz; fpulse = 5kHz; Udc= 500V R = 50; L = 0,005H; f = 50Hz; fpulse = 1000Hz; U = 400V. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 69 Ma = 0.5 Hình 4.13. Đồ thị điện áp tải RL với Hình 4.14. Đồ thị dòng điện Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 70 ma = 0.8 Hình 4.15. Đồ thị điện áp tải RL. ma = 0.8 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 71 Hình 4.16. Đồ thị dòng điện áp tải RL. ma = 0.8 Nhận xét: Từ các kết quả mô phỏng trên ta nhận thấy rằng điện áp pha UAN có 3 mức điện áp còn điện áp dây UAB có 5 mức điện áp Với chỉ số điều chế càng lớn thì tỷ lệ sóng hài càng giảm, điện áp ra gần với điện áp mong muốn, dòng điện càng gần hình sin hơn. 4.3.2. Tải động cơ Trường hợp với tải động cơ: fpulse=1kHz; Pn = 10Kw; Ud = 400V; f = 50Hz; nđm = 1440 vòng/phút; Zp = 2; F = 0,000503; J = 0,0343; Rs = 0,7384; Rr = 0,7402; L1s = L1r = 0,003045H; Lm = 0,1241H. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 72 Hình 4.17. Đồ thị điện áp tải động cơ nhỏ Hình 4.18. Đồ thị dòng điện Hình 4.19 Đồ thị Mô men Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 73 Hình 4.20. Đồ thị tốc độ 4.3.3.Tải động cơ lớn. Trường hợp với tải động cơ: fpulse=1kHz; Pn = 2000 kw; Ud = 4160V; f = 50Hz; nđm = 1440 vòng/phút; Zp = 3; F = 0,025; J = 22; Rs = 0,21; Rr = 0,7402; L1s = L2s = 0,0052 H; Lm = 0,00155 H Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 74 Hình 4.21. Đồ thị điện áp tải động cơ công suất lớn Hình 4.22. Đồ thị dòng điện Hình 4.23. Đồ thị Mômen Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 75 Hình 4.24. Đồ thị tốc độ KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ Sau một thời gian làm việc nghiêm túc, với sự giúp đỡ nhiệt tình của thầy PGS – TS Nguyễn Văn Liễn và các thầy giáo đã giảng dạy luận văn của em đã hoàn thành đúng thời gian. Luận văn đã giải quyết được các nội dung yêu cầu ban đầu gồm: Chương 1: Chương này giới thiệu về động cơ không đồng bộ và các phương pháp điều khiển tần số động cơ không đồng bộ. Chương 2: Chương này giới thiệu về cấu trúc biến tần đa mức, phân tích cấu trúc, trạng thái và quá trình chuyển mạch của các khóa bán dẫn trong các cấu trúc nghịch lưu áp đa mức NPC, CHB, FLC. Phân tích phương pháp điều chế vectơ không gian cho bộ nghịch lưu áp 3 mức cấu trúc NPC: xây dựng được vectơ không gian của bộ nghịch lưu, xác định được thời gian tác động và trình tự tác động của các khóa bán dẫn trong các pha của bộ nghịch lưu. Phân tích 2 phương pháp điều chế vectơ không gian thông thường (Conventional SVM) và phương pháp điều chế vectơ không gian cải tiến (SVM With Even-Order Harmonic Elimination). Chương 3: Tính toán tải mạch lực cho tải quạt gió và giới thiệu tải quạt gió hồi lưu trong nhà máy xi măng. Tính chon các van bán dẫn cho mạch lực. Chương 4: Xây dựng được thuật toán của phương pháp điều chế vectơ không gian thông thường và phương pháp điều chế vectơ không gian cải tiến. Viết chương trình mô phỏng cho thuật toán trên. Áp dụng phương pháp điều chế vectơ không gian cho các trường hợp tải R-L, tải động cơ. Như vậy luận văn đã giải quyết được các yêu cầu đặt ra là phân tích, xây dựng và mô phỏng phương pháp điều chế vectơ không gian cho bộ nghịch lưu áp 3 mức cấu trúc NPC. Kết quả mô phỏng thể hiện tỉ lệ sóng hài thấp, chất lượng dòng điện và điện áp ra của bộ nghịch lưu cao đối với trường hợp tải R-L. Vì điều kiện thời gian, nên tác giả chỉ dừng lại ở việc nghiên cứu phương pháp điều chế vectơ chưa xét đến việc điều khiển điện áp Vz nên chất lượng điều chỉnh đối với tải Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 76 động cơ chưa cao. Phương hướng phát triển đề tài cải thiện chất lượng của phương pháp điều chế vectơ, kết hợp với sử dụng bộ chỉnh lưu đa mức, các bộ lọc và phương pháp điều khiển hiện đại để điều khiển các hệ thống truyền động có công suất lớn. Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 77