Giáo trình Thiết kế điều khiển cho các bộ biến đổi điện tử công suất

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI VIỆN ĐIỆN – BM. TỰ ĐỘNG HÓA XNCN Trần Trọng Minh, Vũ Hoàng Phương THIẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT MÔ HÌNH HÓA VÀ THIẾT KẾ CÁC MẠCH VÒNG ĐIỀU CHỈNH Hà Nội – Năm 2014 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 1 MỤC LỤC MỤC LỤC ........................................................................................................................ 1 DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT ................................................................ 4 DANH MỤC BẢNG ........................................................................................................ 5 DANH MỤC HÌNH VẼ ................................................................................................... 6 MỞ ĐẦU ........................................................................................................................ 11 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất ........................... 12 1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor ........................................................... 13 1.2.1 Quá trình mở Tiristor ................................................................................. 14 1.2.2 Quá trình khóa tiristor ................................................................................ 15 1.2.3 Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor ......................................... 15 1.2.4 Mạch khuếch đại xung mở Tiristor ............................................................ 16 1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT ........................................... 17 1.3.1 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với MOSFET ........................................ 17 1.3.2 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với IGBT............................................... 19 1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT ......................................................... 20 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘCEquation Chapter (Next) Section 1 ............................................................... 24 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc ............................... 24 2.1.1 Khối đồng pha và tạo điện áp tựa .............................................................. 25 2.1.2 Khâu so sánh .............................................................................................. 27 2.1.3 Khâu tạo xung ............................................................................................ 28 2.1.3.1 Khâu tạo xung kép ............................................................................... 28 2.1.3.2 Khâu tạo xung chùm ............................................................................ 29 2.1.4 Khâu khuếch đại xung................................................................................ 30 2.1.5 Ví dụ về mạch driver cho hệ thống điều khiển nhiều kênh ........................ 30 2.1.6 Sử dụng IC chuyên dụng làm driver cho chỉnh lưu phụ thuộc .................. 32 2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor ............................ 35 2.2.1 Mô hình hóa khối điều chế độ rộng xung .................................................. 35 2.3 Kết quả mô phỏng ............................................................................................. 38 2.3.1 Chỉnh lưu cầu một pha ............................................................................... 38 2.3.2 Chỉnh lưu cầu ba pha ................................................................................. 39 2.3.2.1 Điều khiển vòng hở .............................................................................. 39 2.3.2.2 Điều khiển vòng kín ............................................................................. 40 2.4 Bài tập ................................................................................................................ 41 3Equation Chapter 1 Section 1 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC . 44 3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC ......................................... 44 3.1.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 44 3.1.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 46 3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck ........................................................... 49 3.2.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 49 3.2.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 52 3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost .......................................................... 53 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 2 3.3.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 53 3.3.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 55 3.4 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck – boost............................................... 57 3.4.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái .......................................... 57 3.4.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt .............................................. 59 3.5 Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện gián đoạn (DCM) 59 3.5.1 Mô hình trung bình .................................................................................... 59 3.6 Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC ............................ 63 3.6.1 Nguyên lý điều khiển điện áp (Voltage mode) .......................................... 63 3.6.2 Nguyên lý điều khiển dòng điện (Current mode) ...................................... 63 3.6.2.1 Mô hình bộ biến đổi DC/DC điều khiển theo nguyên lý dòng điện .... 64 3.6.3 Nhắc lại một số kiến thức về lý thuyết điều khiển tự động........................ 66 3.6.4 Một số bộ bù sử dụng trong cấu trúc điều khiển DC/DC converter .......... 68 3.6.5 Tuyến tính hóa khâu điều chế độ rộng xung .............................................. 73 3.7 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi kiểu buck ................................ 74 3.7.1 Điều khiển trực tiếp .................................................................................... 74 3.7.2 Điều khiển gián tiếp ................................................................................... 80 3.7.2.1 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện trung bình ................................. 80 3.7.2.2 Điều khiển theo nguyên lý dòng điện đỉnh .......................................... 83 3.8 Bộ biến đổi kiểu boost ....................................................................................... 83 3.8.1 Điều khiển trực tiếp .................................................................................... 83 3.8.2 Điều khiển gián tiếp ................................................................................... 86 3.9 Bài tập ................................................................................................................ 89 3.10 Bộ biến đổi PFC ................................................................................................ 90 3.10.1 Sơ đồ mạch lực ........................................................................................... 90 3.10.2 Cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC ......................................................... 91 3.10.2.1 Thiết kế mạch vòng dòng điện ........................................................... 91 3.10.2.2 Thiết kề mạch vòng điện áp ............................................................... 92 3.10.3 Bài tập ........................................................................................................ 92 4Equation Chapter (Next) Section 1 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN NGHỊCH LƯU ĐỘC LẬP 94 4.1 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi nghịch lưu độc lập ................................................ 94 4.2 Mô tả toán học nghịch lưu áp ............................................................................ 94 4.2.1 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp một pha ............................................ 94 4.2.2 Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp ba pha .............................................. 96 4.3 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha .......................... 98 4.3.1 Phương pháp điều chế hai cực ................................................................... 98 4.3.2 Phương pháp điều chế đơn cực .................................................................. 99 4.3.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha ............................................................................................................ 102 4.4 Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha ........................... 104 4.4.1 Phương pháp Sin PWM ........................................................................... 104 4.4.2 Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) .................................... 105 4.4.2.1 Khái niệm vector không gian ............................................................. 105 4.4.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian .......................................... 106 4.4.3 Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha ............................................................................................................ 114 4.5 Bù thơi gian chết deadtime trong nghịch lưu nguồn áp ................................... 116 4.6 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha ............... 116 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 3 4.6.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha ...... 116 4.6.2 Ví dụ về thiết kế mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp một pha .................................................................................................................. 118 4.7 Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha.................. 118 4.7.1 Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha ........ 118 4.7.1.1 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ .................... 119 4.7.1.2 Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ quay dq .................. 119 4.8 Bài tập .............................................................................................................. 121 5 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤTEquation Chapter (Next) Section 1 ................................................................ 123 5.1 Nhắc lại kiến thức về điều khiển số ................................................................. 123 5.1.1 Mô hình đối tượng trên miền gián đoạn z ................................................ 123 5.2 Hệ thống điều khiển số cho bộ biến đổi điện tử công suất .............................. 125 5.3 Yêu cầu về độ phân giải của A/D và khâu điều chế độ rộng xung .................. 126 5.3.1 Độ phân giải của A/D............................................................................... 126 5.3.2 Yêu cầu độ phân giải DPWM .................................................................. 127 5.3.3 Đồng bộ giữa thời điểm trích mẫu ADC và khung thời gian điều chế độ rộng xung ................................................................................................. 128 5.4 Mô hình hóa khâu điều chế độ rộng xung ....................................................... 129 5.5 Thiết kế mạch vòng điều chỉnh số ................................................................... 130 5.5.1 Phương pháp thiết kế gián tiếp ................................................................. 130 5.5.1.1 Bộ biến đổi kiểu Buck ........................................................................ 131 5.5.1.2 Nghịch lưu nguồn áp một pha ............................................................ 132 5.5.2 Phương pháp thiết kế trực tiếp ................................................................. 133 5.5.2.1 Bộ biến đổi kiểu Buck ........................................................................ 133 5.5.2.2 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha ....... 135 5.5.2.3 Bộ điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha kiểu deadbeat 136 5.6 Chuẩn hóa bộ điều chỉnh ................................................................................. 137 TÀI LIỆU THAM KHẢO ............................................................................................ 140 PHỤ LỤC ..................................................................................................................... 141 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 4 DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT Các chữ viết tắt Chữ viết tắt Ý nghĩa PWM ĐCX Điều chế xung cho chỉnh lưu Tisitor Các ký hiệu Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa uo, Uo V Điện áp trung bình và xác lập đầu ra bộ biến đổi DC/DC * ou V Lượng đặt điện áp đầu ra bộ biến đổi DC/DC uin, Uin V Điện áp trung bình và xác lập đầu vào bộ biến đổi DC/DC uC, UC V Điện áp trung bình và xác lập trên tụ C iL, IL V Dòng điện trung bình và xác lập chảy qua cuộn cảm L * Li A Lượng đặt dòng điện qua cuộn cảm bộ biến đổi DC/DC d, D Hệ số điều chế và giá trị xác lập của nó ˆi A Biến thiên tín hiệu nhỏ dòng điện quanh điểm làm việc xác lập uˆ V Biến thiên tín hiệu nhỏ điện áp quanh điểm làm việc xác lập ˆd A Biến thiên tín hiệu nhỏ hệ số điều chế quanh điểm làm việc xác lập Tx s Chu kỳ điều chế T s Chu kỳ điện áp lưới s Toán tử Laplace p Hệ số đập mạch điện áp ra của bộ chỉnh lưu α Rad Góc mở Tiristor L H Giá trị cuộn cảm C F Giá trị tụ điện ud V Giá trị trung bình điện áp đầu ra của bộ chỉnh lưu Tiristor udk V Điện áp điều khiển bộ chỉnh lưu Tiristor 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 5 DANH MỤC BẢNG B ng 5.1 Các phương pháp gián đoạn............................................................ 131 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 6 DANH MỤC HÌNH VẼ Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu .............................................. 12 Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn ................................................. 13 Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor ......................................................................... 13 Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt .................... 15 Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC cách ly 16 Hình 1.6 Mạch điều khiển mở MOSFET ........................................................................ 17 Hình 1.7 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở, (b) Quá trình điều khiển khóa ...................................................................................... 18 Hình 1.8 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT ...................................................... 19 Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc ............................ 24 Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển α. ............................................................................... 24 Hình 2.3 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống ............................................................ 26 Hình 2.4 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên ................................................................. 26 Hình 2.5 Điện áp tựa dạng cosin ..................................................................................... 27 Hình 3.1 Mô tả bộ biến đổi DC/DC, a) mạch lực bộ biến đổi DC/DC, b) Mô hình bộ biến đổi DC/DC tại điểm xác lập, c) Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC ................... 47 Hình 3.2 Mạng điện hai cửa, a) tín hiệu trung bình, b) Mạch điện điện tương đương được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng ........................................................................ 48 Hình 3.3 Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC, a)Bộ biến đổi Buck, b)Bộ biến đổi Boost 49 Hình 3.4 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 2 (c) .................... 49 Hình 3.5 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ......................................... 52 Hình 3.6 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 2 (c) .................. 53 Hình 3.7 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ. ....................................... 56 Hình 3.8 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 2 (c) 57 Hình 3.9 Sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck ..................................................................... 60 Hình 3.10 Dạng điện áp và dòng điện bộ biến đổi Buck trong chế độ DCM .................... 60 Hình 3.11 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) với tín hiệu trung bình ..... 62 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 7 Hình 3.12 Mạch điện tương đương bộ biến đổi Buck (DCM) ở trạng thái xác lập ........... 62 Hình 3.13 Cấu trúc điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC, a) điều khiển trực tiếp (direct mode), b) điều khiển gián tiếp (indirect mode). ...................................................... 64 Hình 3.14 Minh họa đồ thị Bode của ( )G jω [6] .............................................................. 67 Hình 3.15 Đồ thị bode của bộ bù Lead có cấu trúc (3.94) ................................................. 69 Hình 3.16 Đồ thị bode của bộ bù có cấu trúc (3.105) ........................................................ 71 Hình 3.17 Đồ thị bode của hàm bộ bù (3.108) .................................................................. 72 Hình 3.18 Cấu trúc điều khiển trực tiếp bộ biến đổi kiểu buck ......................................... 74 Hình 3.19 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118)........................................................... 75 Hình 3.20 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.94) ................................. 76 Hình 3.21 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.124) ............................... 77 Hình 3.22 Cấu trúc để đánh giá ảnh hưởng điện áp đầu vào và đầu ra bộ biên đổi kiểu Buck 77 Hình 3.23 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.94) ................................. 78 Hình 3.24 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz .............................................................................. 78 Hình 3.25 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) ............................... 79 Hình 3.26 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz .............................................................................. 79 Hình 3.27 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện trung bình bộ biến đổi kiểu buck 80 Hình 3.28 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.129).......................................................... 81 Hình 3.29 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.131).......................................................... 82 Hình 3.30 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện trung bình 82 Hình 3.31 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu buck 83 Hình 3.32 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh` 83 Hình 3.33 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.138)........................................................... 84 Hình 3.34 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt vòng hở (Gvd.Gc) ......................................... 85 Hình 3.35 Kết quả mô phỏng bộ Boost theo nguyên lý điều khiển điện áp ...................... 86 Hình 3.36 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu Boost 86 Hình 3.37 Đồ thị bode của hàm truyền đạt ( )uiG s biến đổi kiểu Boost ........................... 87 Hình 3.38 Đồ thị bode của hàm truyền đạt ( )uiG s và bộ bù (3.103) biến đổi kiểu Boost 88 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 8 Hình 3.39 Kết quả mô phỏng bộ biến đổi Boost theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh` 88 Hình 4.1 Sơ đồ mạch lực nghịch lưu độc lập kiểu nguồn áp, a) Một pha, b) Ba pha 94 Hình 4.2 Mô hình nghịch lưu nguồn áp một pha được mô tả bởi khóa chuyển mạch 95 Hình 4.3 Mô hình nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi khóa chuyển mạch 96 Hình 4.4 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha, a) Điều chế lưỡng cực, b) Điều chế đơn cực ......................................................................... 98 Hình 4.5 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế hai cực, a) Sóng mang và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu ...................................... 99 Hình 4.6 Trạng thái mạch nghịch lưu theo phương pháp điều chế hai cưc ..... 99 Hình 4.7 Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế đơn cực, a) Sóng mang và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu .......................... 100 Hình 4.8 Trạng thái mạch nghịch lưu trong phương pháp điều chế đơn cực 100 Hình 4.9 Biểu đồ vector của kỹ thuật điều chế vector đơn cực ..................... 101 Hình 4.10 Mẫu xung chuẩn đưa ra nghịch lưu một pha, a) nửa chu kỳ dương, b) nưa chu kỳ âm ......................................................................................................... 102 Hình 4.11 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế lưỡng cực ............... 103 Hình 4.12 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế đơn cực .................. 104 Hình 4.13 Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha ............... 104 Hình 4.14 Quỹ đạo vector không gian trên mặt phẳng αβ ............................... 106 Hình 4.15 Trạng thái mạch nghịch lưu nguồn áp tương ứng vector chuẩn ..... 108 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 9 Hình 4.16 Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ tĩnh αβ ....................................... 109 Hình 4.17 Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời usa, usb, usc ........... 109 Hình 4.18 Thuật toán xác định vector điện áp đặt trong mỗi sector ................ 110 Hình 4.19 Vector điện áp được điều chế trong Sector 1 .................................. 110 Hình 4.20 Trạng thái logic của vector chuẩn trong Sector 1 ........................... 111 Hình 4.21 Mẫu xung chuẩn trong Sector 1 ...................................................... 112 Hình 4.22 Các mẫu xung chuẩn đưa ra trong mỗi sector ................................ 113 Hình 4.23 Quĩ đạo vector điện áp theo phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha nguồn áp .................................................................................... 114 Hình 4.24 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế sinPWM ................. 115 Hình 4.25 Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế vector không gian .. 115 Hình 4.26 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha 116 Hình 4.27 Mô tả toán học mạch vòng điều khiển dòng điện ........................... 116 Hình 4.28 Sơ đồ mạch điện thay thế mạch vòng dòng điện nghịch lưu nguồn áp ba pha 118 Hình 4.29 Biểu điện vector điện áp và dòng điện trên các hệ trục tọa độ ....... 119 Hình 4.30 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ ..................... 119 Hình 4.31 Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ quay dq ................... 121 Hình 5.1 Hê thống điều khiển số ................................................................... 126 Hình 5.2 Biểu diễn dữ liệu vào ADC ............................................................. 126 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 10 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 11 MỞ ĐẦU 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT Như đã biết, các bộ biến đổi bán dẫn sử dụng các phần tử bán dẫn công suất như các khoá điện tử, dùng để nối tải vào nguồn theo những quy luật nhất định, trong những khoảng thời gian nhất định, nhờ đó mà biến đổi được các thông số của nguồn điện, đáp ứng các yêu cầu khác nhau của phụ tải cũng như các yêu cầu về điều chỉnh khác nhau. Các phần tử công suất đóng cắt các dòng điện, có thể rất lớn, hàng trăm đến hàng nghìn A, dưới điện áp có thể rất cao, từ vài chục đến vài trăm V, tuy nhiên lại được điều khiển bởi những dòng điện, điện áp rất nhỏ, tạo ra bởi những mạch điện tử công suất nhỏ thông thường. Ngoài ra quy luật đóng cắt của các phần tử công suất trong bộ biến đổi cũng hoàn toàn do các mạch điện tử xử lý tín hiệu tạo ra. Gọi là xử lý tín hiệu vì ở đây công suất hoàn toàn không có ý nghĩa gì, chỉ có giá trị, mức tín hiệu và hình dạng là cần thiết mà thôi. Vì vậy, hệ thống điều khiển đóng vai trò hết sức quan trọng trong đảm bảo sự hoạt động của các bộ biến đổi. 1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất Một hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất ứng dụng trong các lĩnh vực: bộ biến đổi nối lưới, bộ biến đổi làm việc với tải độc lập... được chỉ ra trên Hình 1.1 bao gồm: + Mạch phát xung mở van bán dẫn (driver). + Thực hiện chức năng điều chế, phân phối xung. + Thực hiện các bộ điều chỉnh trong mạch vòng kín. + Mạch đo lường và bảo vệ. + Hệ thống điều khiển cấp trên: Giám sát, đưa ra lượng đặt điều khiển. Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu 1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 13 Các van bán đẫn được sử dụng chia thành 2 loại chính: + Van bán dẫn chỉ điều khiển được quá trình đóng mà không điều khiển được quá trình ngắt (Tiristor). + Van bán dẫn điều khiển được cả quá trình đóng và quá trình ngắt: MOSFET, IGBT... Phạm vi ứng dụng của các van bán dẫn này cũng rất khác nhau phụ thuộc vào khả năng chịu điện áp và dòng điên. Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn 1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor Tiristor là phần tử bán dẫn cấu tạo từ bốn lớp bán dẫn p-n-p-n, tạo ra ba tiếp giáp p-n J1, J2, J3. Tiristor có ba cực : anôt A, catôt K, cực điều khiển G. Đặc tính vôn-ămpe của một tiristor gồm hai phần Hình 1.3. Phần thứ nhất nằm trong góc phần thứ tư thứ I là đặc tính thuận tương ứng với trường hợp điện áp UAK>0, phần thứ hai nằm trong góc phần tư thứ III, gọi là đặc tính ngược, tương ứng với trường hợp UAK<0. Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor Trường hợp dòng điện vào cực điều khiển bằng không (IG=0). 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 14 Khi dòng vào cực điều khiển của tiristor bằng 0 hay khi hở mạch cực điều khiển tiristor sẽ cản trở dòng điện ứng với cả hai trường hợp phân cực điện áp giữa anôt-catôt. Khi điện áp UAK<0 theo cấu tạo bán dẫn của tiristor hai tiếp giáp J1, J3 đều phân cực ngược, lớp J2 phân cực thuận, như vậy tiristor sẽ giống như hai điôt mắc nối tiếp bị phân cực ngược. Qua tiristor sẽ chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Khi UAK tăng đạt đến một giá trị điện áp lớn nhất Ung,max sẽ xảy ra hiện tượng tiristor bị đánh thủng, dòng điện có thể tăng lên rất lớn. Giống như ở đoạn đặc tính ngược của điôt quá trình bị đánh thủng là quá trình không thể đảo ngược được, nghĩa là nếu có giảm điện áp UAK xuống dưới mức Ung,max thì dòng điện cũng không giảm được về mức dòng rò. Tiristor đã bị hỏng. Khi tăng điện áp anôt-catôt theo chiều thuận, UAK>0, lúc đầu cũng chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Điện trở tương đương mạch anôt-catôt vẫn có giá trị rất lớn. Khi đó tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, J2 phân cực ngược. Cho đến khi UAK tăng đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất, Uth,max, sẽ xảy ra hiện tượng điện trở tương đương mạch anôt-catôt đột ngột giảm, dòng điện chạy qua tiristor sẽ chỉ bị giới hạn bởi điện trở mạch ngoài. Nếu khi đó dòng qua tiristor có giá trị lớn hơn một mức dòng tối thiểu, gọi là dòng duy trì Idt, thì khi đó tiristor sẽ dẫn dòng trên đường đặc tính thuận, giống như đường đặc tính thuận ở điôt. Đoạn đặc tính thuận được đặc trưng bởi tính chất dòng có thể có giá trị lớn nhưng điện áp rơi trên anôt-catôt thì nhỏ và hầu như không phụ thuộc vào giá trị của dòng điện. Trường hợp có dòng điện vào cực điều khiển (IG>0) Nếu có dòng điều khiển đưa vào giữa cực điều khiển và catôt quá trình chuyển điểm làm việc trên đường đặc tính thuận sẽ xảy ra sớm hơn, trước khi điện áp thuận đạt đến giá trị lớn nhất, Uth.max. Điều này được mô tả trên Hình 1.3 bằng những đường nét đứt, ứng với các giá trị dòng điều khiển khác nhau, IG1, IG2, IG3,... Nói chung nếu dòng điều khiển lớn hơn thì điểm chuyển đặc tính làm việc sẽ xảy ra với UAK nhỏ hơn. Tình hình xảy ra trên đường đặc tính ngược sẽ không có gì khác so với trường hợp dòng điều khiển bằng 0. Tiristor có đặc tính giống như điôt, nghĩa là chỉ cho phép dòng chạy qua theo một chiều, từ anôt đến catôt và cản trở dòng chạy theo chiều ngược lại. Tuy nhiên khác với điôt, để tiristor có thể dẫn dòng ngoài điều kiện phải có điện áp UAK>0 còn cần thêm một số điều kiện khác. Do đó tiristor được coi là phần tử bán dẫn có điều khiển để phân biệt với điôt là phần tử không điều khiển được. 1.2.1 Quá trình mở Tiristor Khi được phân cực thuận, UAK>0, tiristor có thể mở bằng hai cách. Thứ nhất, có thể tăng điện áp anôt-catôt cho đến khi đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất , Uth,max. Khi đó điện trở tương đương trong mạch anôt-catôt sẽ giảm đột ngột và dòng qua tiristor sẽ hoàn toàn do mạch ngoài xác định. Phương pháp này trong thực tế không được áp dụng do nguyên nhân mở không mong muốn và không phải lúc nào cũng có thể tăng được điện áp đến giá trị Uth,max. Vả lại như vậy sẽ xảy ra trường hợp tiristor tự mở ra dưới tác dụng của các xung điện áp tại một thời điểm ngẫu nhiên, không định trước. Phương pháp thứ hai, phương pháp được áp dụng thực tế, là đưa một xung dòng điện có giá trị nhất định vào giữa cực điều khiển và catôt. Xung dòng điện điều khiển sẽ chuyển trạng thái của tiristor từ trở kháng cao sang trở kháng thấp ở mức điện áp anôt-catôt nhỏ. Khi đó nếu dòng qua anôt-catôt lớn hơn một giá trị nhất định, gọi là dòng duy trì (Idt) thì tiristor sẽ tiếp tục ở trong trạng thái mở dẫn dòng mà không cần đến sự tồn tại của xung dòng điều khiển nữa. Điều này nghĩa là có thể điều khiển mở các tiristor bằng các xung 1.2 Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 15 dòng có độ rộng xung nhất định, do đó công suất của mạch điều khiển có thể là rất nhỏ, so với công suất của mạch lực mà tiristor là một phần tử đóng cắt, khống chế dòng điện. 1.2.2 Quá trình khóa tiristor Một tiristor đang dẫn dòng sẽ trở về trạng thái khóa (điện trở tương đương mạch anôt- catôt tăng cao) nếu dòng điện giảm xuống, nhỏ hơn giá trị dòng duy trì, Idt. Tuy nhiên để tiristor vẫn ở trạng thái khóa, với trở kháng cao, khi điện áp anôt-catôt lại dương (UAK > 0) cần phải có một thời gian nhất định để các lớp tiếp giáp phục hồi hoàn toàn tính chất cản trở dòng điện của mình. Khi tiristor dẫn dòng theo chiều thuận, UAK > 0, hai lớp tiếp giáp J1, J3 phân cực thuận, các điện tích đi qua hai lớp này dễ dàng và lấp đầy tiếp giáp J2 đang bị phân cực ngược. Vì vậy mà dòng điện có thể chảy qua ba lớp tiếp giáp J1, J2, J3. Để khóa tiristor lại cần giảm dòng anôt-catôt về dưới mức dòng duy trì (Idt) bằng cách hoặc là đổi chiều dòng điện hoặc áp một điện áp ngược lên giữa anôt và catôt của tiristor. Sau khi dòng về bằng không phải đặt một điện áp ngược lên anôt-catôt (UAK < 0) trong một khoảng thời gian tối thiểu, gọi là thời gian phục hồi (trr), chỉ sau đó tiristor mới có thể cản trở dòng điện theo cả hai chiều. Trong thời gian phục hồi có một dòng điện ngược chạy giữa catôt và anôt. Dòng điện ngược này di tản các điện tích ra khỏi tiếp giáp J2 và nạp điện cho tụ điện tương đương của hai tiếp giáp J1, J3 được phục hồi. Thời gian phục hồi phụ thuộc vào lượng điện tích cần được di tản ra ngoài cấu trúc bán dẫn của tiristor và nạp điện cho tiếp giáp J1, J3 đến điện áp ngược tại thời điểm đó. Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt 1.2.3 Các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor Quan hệ giữa điện áp trên cực điều khiển và catôt (UGK) với dòng điện đi vào cực điều khiển (IG) xác định các yêu cầu đối với tín hiệu điều khiển tiristor. Với cùng một loại tiristor nhà sản xuất sẽ cung cấp một họ đặc tính điều khiển, ví dụ như ở trên Error! Reference source not found., trên đó có thể thấy được các đặc tính giới hạn về điện áp và dòng điện nhỏ nhất, ứng với một nhiệt độ môi trường nhất định mà tín hiệu điều khiển phải đảm bảo để mở được chắc chắn một tiristor. Dòng điều khiển đi qua tiếp giáp p-n giữa cực 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 16 điều khiển và catôt cũng làm phát nóng tiếp giáp này. Vì vậy tín hiệu điều khiển cũng phải bị hạn chế về công suất. Công suất giới hạn của tín hiệu điều khiển phụ thuộc độ rộng của xung điều khiển. Nếu tín hiệu điều khiển là một xung có độ rộng càng ngắn thì công suất cho phép có thể càng lớn. Yêu cầu về tín hiệu điều khiển tiristor [2]: + Đủ công suất thể hiện biên độ điện áp (UGK), dòng điện (IGK). + Độ rộng xung là một yêu cầu quan trọng để đảm bảo dòng I V vượt qua giá trị dòng duy trì Ih, để khi ngắt xung van vẫn giữ được trạng thái dẫn. Thực tế, độ rộng xung điều khiển chỉ cần cỡ 500µs là đảm bảo mở van với các dạng tải. + Có sườn xung dốc đứng để mở van chính xác vào thời điểm qui định, thường tốc độ tăng điện áp điều khiển phải đạt 10V/µs, tốc độ tăng dòng điều khiển 0,1A/µs. 1.2.4 Mạch khuếch đại xung mở Tiristor Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC cách ly Sơ đồ tiêu biểu của một mạch khuếch đại xung điều khiển tiristor được cho trên Hình 1.5. Sơ đồ Hình 1.5a được giải thích như sau: Khóa transistor T được điều khiển bởi một xung có độ rộng nhất định, đóng cắt điện áp phía sơ cấp biến áp xung. Xung điều khiển đưa đến cực điều khiển của tiristor ở phía bên cuộn thứ cấp. Như vậy mạch lực được cách ly hoàn toàn với mạch điều khiển bởi biến áp xung. Điện trở R hạn chế dòng qua transistor và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển. Điôt D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến áp xung khi transistor T khóa lại để chống quá áp trên T. Điôt D2 ngăn xung âm vào cực điều khiển. Điôt D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi tiristor bị phân cực ngược. R2 120R_2W K1 G1 R1 1k D2 FR107 T1 EI_20 1 6 10 5 R3 1k D1 FR107 C1 102_2kV +E D3 Q1 ULN2803 Rb Vb 1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 17 Hình 1.6 Ví dụ một mạch khuếch đại xung thực tế mở Tiristor Bài tập: Tính chọn phần tử mạch KĐX Hình 1.5a cho một Tiristor với yêu cầu: IG = 0,2A; UGK = 5V; độ rộng xung là 100µs. 1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 1.3.1 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với MOSFET Giả sử ta xét quá trình mở MOSFET, làm việc với tải trở cảm, có điôt không. Đây là chế độ làm việc tiêu biểu của các khóa bán dẫn. Sơ đồ và đồ thị dạng dòng điện, điện áp của quá trình mở MOSFET được thể hiện trên Hình 1.7. Tải cảm trong sơ đồ thể hiện bằng nguồn dòng nối song song ngược với điôt dưới điện áp một chiều VDD. MOSFET được điều khiển bởi đầu ra của vi mạch DRIVER dưới nguồn nuôi VCC, nối tiếp qua điện trở RGext. Cực điều khiển có điện trở nội RGin. Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVER ở đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ VP đưa đến trở RGext. Hình 1.7 Mạch điều khiển mở MOSFET Như vậy UGS sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi T1 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDl), trong đó tụ CGD đang ở mức thấp CGDl do điện áp UDS đang ở mức cao. Theo đồ thị, trong khoảng thời gian từ 0 đến t1, tụ (CGS + CDSl) được nạp theo quy luật hàm mũ tới giá trị ngưỡng UGS(th). Trong khoảng này cả điện áp UDS lẫn dòng ID đều chưa thay đổi. td(on) = t1 gọi là thời gian trễ khi mở. Bắt đầu từ thời điểm t1 khi UGS đã vượt qua giá trị ngưỡng, dòng cực máng ID bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp UDS vẫn giữ nguyên ở giá trị điện áp nguồn VDD. Trong khoảng t1 đến t2 dòng ID tăng tuyến tính rất nhanh, đạt đến giá trị dòng tải. Từ t2 trở đi, khi UGS đạt đến mức, gọi là mức Miller, điện áp UDS bắt đầu giảm rất nhanh. Trong khoảng từ t2 đến t4 điện áp UGS bị găm ở mức Miller, do đó dòng IG cũng có giá trị không đổi. Khoảng này gọi là khoảng Miller. Trong khoảng thời gian này dòng điều khiển là dòng phóng cho tụ CGD để giảm nhanh điện áp giữa cực máng và cực gốc UDS. Sau thời điểm t4 VGS lại tăng tiếp tục với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDh) vì lúc này tụ CGD đã tăng đến giá trị cao CGDh. VGS sẽ tăng đến giá trị cuối cùng, xác định giá trị thấp nhất của điện áp giữa cực gốc và cực máng, VDS = IDS.RDS(on). 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 18 Trên đồ thị Hình 1.8a, A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (CGS + CGD) trong khoảng t1 đến t2, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ CGD trong khoảng t2 đến t4. Nếu coi điôt không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của điôt sẽ ảnh hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như được chỉ ra trong Hình 1.8a, theo đó dòng ID có đỉnh nhô cao ở thời điểm t2 tương ứng với dòng ngược của quá trình phục hồi điôt D. Dạng sóng của quá trình khóa thể hiện trên Hình 1.8b. Khi đầu ra của vi mạch điều khiển DRIVER xuống đến mức không VGS bắt đầu giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDh) từ 0 đến t1, tuy nhiên sau thời điểm t3 thì hằng số thời gian lại là T1 = (Rdr + RGext + RGin).(CGS + CGDl). Từ 0 đến t1 là thời gian trễ khi khóa td(off), dòng điều khiển phóng điện cho tụ CGS và tụ CGD. Sau thời điểm t1 điện áp VSD bắt đầu tăng từ ID.RDS(on) đến giá trị cuối cùng tại t3, trong khi đó dòng ID vẫn giữ nguyên mức cũ. Khoảng thời gian từ t2 đến t3 tương ứng với mức Miller, dòng điều khiển và điện áp trên cực điều khiển giữ nguyên giá trị không đổi. Sau thời điểm t3 dòng ID bắt đầu giảm về đến không ở thời điểm t4. Từ t4 MOSFET bị khóa hẳn. Hình 1.8 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển mở, (b) Quá trình điều khiển khóa Khi dẫn MOSFET thể hiện bởi tham số RDS(on) (điện trở DS khi dẫn). 1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 19 1.3.2 Phân tích quá trình mở/ khóa đối với IGBT Ta sẽ khảo sát quá trình mở và khóa một IGBT theo sơ đồ thử nghiệm cho trên hình 1.30. Trên sơ đồ IGBT đóng cắt một tải cảm có điôt không D0 mắc song song. IGBT được điều khiển bởi nguồn tín hiệu với biên độ VG, nối với cực điều khiển G qua điện trở RG. Trên sơ đồ Cgc, Cge thể hiện các tụ ký sinh giũa cực điều khiển và collector, emitter. Hình 1.9 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT Quá trình mở IGBT diến ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều khiển đầu vào tăng từ không đến giá trị VG. Trong thời gian trễ khi mở td(on) tín hiều điều khiển nạp điện cho tụ Cge làm điện áp giữa cực điều khiển và emitter tăng theo quy luật hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng VGE(th) (khoảng 3 – 5V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra. Dòng điện giữa collector-emitter tăng theo quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I0 trong thời gian tr. Trong thời gian tr điện áp gữa cực điều khiển và emitter tăng đến giá trị VGE,Io, xác định giá trị dòng I0 qua collector. Do điôt D0 còn đang dẫn dòng tải I0 nên điện áp VCE vẫn bị găm lên mức điện áp nguồn một chiều Vdc. Tiếp theo quá trình mở diễn ra theo hai giai đoạn, tfv1 và tfv2. Trong suốt hai giai đoạn này điện áp giữa cực điều khiển giữ nguyên ở mức VGE,Io (mức Miller), để duy trì dòng I0, do dòng điều khiển hoàn toàn là dòng phóng của tụ Cgc. IGBT vẫn làm việc trong chế độ tuyến tính. Trong giai đoạn đầu diễn ra quá trình khóa và phục hồi của điôt D0. Dòng phục hồi của điôt D0 tạo nên xung dòng trên mức dòng I0 của IGBT. Điện áp VCE bắt đầu giảm. IGBT chuyển điểm làm việc qua vùng chế độ tuyến tính để sang vùng bão hòa. Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm điện trở trong vùng thuần trở của collector, dẫn đến điện trở giữa collector-emitter về đến giá trị Ron khi khóa bão hòa hoàn toàn, VCE,on = I0Ron. Sau thời gian mở ton, khi tụ Cgc đã phóng điện xong điện áp giữa cực điều khiển và emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng CgeRG, đến giá trị cuối cùng VG. Tổn hao năng lượng khi mở được tính gần đúng bằng 0 2 dc on on V IQ t= (3.1) Nếu tính thêm ảnh hưởng của quá trình phục hồi của điôt D0 thì tổn hao năng lượng sẽ lớn hơn do xung dòng trên dòng collector. Dạng điện áp, dòng điện của quá trình khóa thể hiện trên hình 1.32. Quá trình khóa bắt đầu khi điện áp điều khiển giảm từ VG xuống –VG. Trong thời gian thời gian trễ khi khóa td(off), chỉ có tụ đầu vào Cge phóng điện qua dòng điều khiển đầu vào với hằng số thời gian 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 20 bằng CgeRG, tới mức điện áp Miller. Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và emitter bị giữ không đổi do điện áp Vce bắt đầu tăng lên và do đó tụ Cgc bắt đầu được nạp điện. Dòng điều khiển bây giờ sẽ hoàn toàn là dòng nạp cho tụ Cgc nên điện áp VGE được giữ không đổi. Điện áp Vce tăng từ giá trị bão hòa Vce,on tới giá trị điện áp nguồn Vdc sau khoảng thời gian trV. Từ cuối khoảng trV điôt D0 bắt đầu mở ra cho dòng tải I0 ngắn mạch qua, do đó dòng collector bắt đầu giảm. Quá trình giảm dòng diễn ra theo hai giai đoạn, tfi1 và tfi2. Trong giai đoạn đầu, thành phần dòng i1 của MOSFET trong cấu trúc bán dẫn IGBT suy giảm nhanh chóng về không. Điện áp Vge ra khỏi mức Miller và giảm về mức điện áp điều khiển ở đầu vào –VG với hằng số thời gian RG(Cge + Cgc). Ở cuối khoảng tfi1, Vge đạt mức ngưỡng khóa của MOSFET, VGE(th), tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn. Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của transistor p-n-p bắt đầu suy giảm. Quá trình giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp n- chỉ bị mất đi do quá trình tự trung hòa điện tích tại chỗ. Đó là vấn đề đuôi dòng điện đã nói đến ở trên. Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần đúng bằng: off dc off t IVQ 2 0 = (3.2) Lớp n- trong cấu trúc bán dẫn của IGBT giúp giảm điện áp rơi khi dẫn vì khi đó số lượng các điện tích thiểu số (các lỗ) tích tụ trong lớp này làm giảm điện trở đáng kể. Tuy nhiên các điện tích tích tụ này lại không có cách gì di tản ra ngoài một cách chủ động được, làm tăng thời gian khóa của phần tử. Ở đây công nghệ chế tạo bắt buộc phải thỏa hiệp. So với MOSFET, IGBT có thời gian mở tương đương nhưng thời gian khóa thì dài hơn. Khi dẫn IGBT dẫn dùng tham số UCE(sat) tương tự như ở transitor. Cũng có hãng chế tạo đưa ra điện áp trên IGBT khi dẫn bão hòa, bao gồm cả hai thành phần cấu tạo transitor và MOS trong bóng IGBT là: ( ) ( ) ( )CE sat CE p n CE on cU U R I−= + (3.3) Điện áp ( )CE satU của IGBT thường nhỏ hơn MOSFET, và đây cũng là ưu điểm IGBT so với MOSFET. Tóm lại: Đối với MOSFET, xung điều khiern mở UGS-on = 6÷10V, xung khóa thường chỉ yêu cầu UGS-off=0V. Đối với IGBT, xung mở UGE-on=15V, xung khóa phải có giá trị âm UGE-off=-5V. 1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT IGBT và MOSFET là các phần tử bán dẫn với các tính năng ưu việt như khả năng đóng cắt nhanh, công suất điều khiển cực nhỏ, là những phần tử sẽ thay thế các tranzito công suất thông thường. Điều khiển khoá, mở các phần tử này có những yêu cầu đặc biệt. Những khó khăn trong điều khiển IGBT và MOSFET chủ yếu là tạo được các xung điều khiển với sườn xung dựng đứng, thời gian tạo sườn xung chỉ cỡ 0,1µS hoặc nhỏ hơn. Các tụ điện ký sinh giữa cực điều khiển G với cực gốc S (hoặc E ở IGBT), giữa cực G với cực máng D (hoặc collectơ C), cản trở tốc độ thay đổi của tín hiệu điều khiển. Đã có nhiều vi mạch chuyên dụng, phục vụ cho khâu tạo xung điều khiển cuối cùng này, gọi là các driver. 1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 21 Hình 1.10 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver cho MOSFET, IGBT Tính chọn điện trở ở cực điều khiển RG, thông thường được tính theo công thức sau: GE GE G g GP V V R R I + − = − (3.4) Công suất tiêu tán lớn nhất trên điện trở RG là: 2GP GI R Trong đó: Rg là nội trở của cực điều khiển. Về nguyên tắc các driver cho MOSFET và IGBT là giống nhau vì các phần tử này có cấu trúc bán dẫn được điều khiển giống nhau. Tuy nhiên trong khi MOSFET có thể điều khiển khóa lại dễ dàng nhờ đưa tín hiệu điều khiển giữa G và S về mức 0V thì ở IGBT thời gian khóa bị kéo dài hơn do cấu trúc bán dẫn giống như tranzito thường. Ngoài ra việc khóa IGBT không thể chủ động như ở MOSFET, khi quá tải IGBT có thể ra khỏi chế độ bão hòa, tổn hao công suất trên phần tử có thể tăng vọt, phá hỏng phần tử. Chính vì vậy driver cho IGBT thường là các mạch lai (hybrid), trong đó kết hợp một driver giống như ở MOSFET với các mạch bảo vệ chống quá tải khác. (a) (b) Hình 1.11 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 3120, (a) Sử dụng nguồn đơn cực cấp cho driver, (b) Sử dụng nguồn lưỡng cực cấp cho driver [] 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 22 Ngoài ra, driver cho IGBT có tích hợp quá tải bằng cách theo dõi điện áp giữa collectơ và emitơ trong thời gian có tín hiệu mở, nếu điện áp này lớn hơn 5 đến 7V mạch sẽ tự động phát tín hiệu quá tải và thực hiện khóa IGBT lại với thời gian khóa được kéo dài ra gấp 10 lần (tới 10µS). Như vậy IGBT sẽ khóa lại qua vùng tuyến tính, dòng tải không bị ngắt đột ngột, tránh được xung quá điện áp đánh thủng van. Chức năng bảo vệ này gọi là desaturation, nghĩa là khoá qua vùng không bão hoà. Hình 1.12 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J Khi sử dụng mạch driver tích hợp cần phải giải quyết một số vấn đề sau: + Thiết kế mạch nguồn cách ly cho mỗi driver. + Mặc dù là phần tử điều khiển bằng điện áp nhưng các tụ ký sinh yêu cầu dòng phóng, nạp khi thay đổi mức điện áp, và dòng điện này phải do mạch driver đảm bảo. Do đó đối với van IGBT công suất lớn thì bên cạnh việc sử driver truyền thống cần phải có thêm tầng khuếch đại dòng điện đầu ra trước khi đưa vào cực điều khiển của IGBT. Hình 1.13 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J và bộ khuếch đại dòng điện thêm. 1.3 Một số vấn đề về điều khiển cho MOSFET, IGBT 23 Hình 1.14 Ví dụ sơ đồ sử dụng driver HCPL316J mở IGBT công suất lớn 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 24 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC Các bộ biến đổi phụ thuộc là lớp các bộ biến đổi trong đó các van chuyển mạch dưới tác dụng của điện áp lưới, bao gồm các bộ chỉnh lưu, các bộ biến đổi xung áp xoay chiều và biến tần trực tiếp. Nguyên lý xây dựng hệ thống điều khiển cho các bộ biến đổi này là giống nhau. 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc Sơ đồ cấu trúc của hệ thống driver điều khiển cho các bộ biến đổi phụ thuộc theo nguyên tắc điều khiển dọc chỉ trên Hình 2.1. Trong các bộ biến đổi phụ thuộc các tiristo được điều khiển mở bởi các xung tại các thời điểm, chậm pha so với điểm chuyển mạch tự nhiên một góc α, gọi là góc điều khiển. Điểm chuyển mạch tự nhiên có thể là các điểm điện áp nguồn qua không (chỉnh lưu một pha) hoặc các điểm điện áp nguồn cắt nhau (chinh lưu ba pha). Vì vậy khâu đầu tiên trong hệ thống điều khiển là khâu đồng pha, khâu đồng pha có nhiệm vụ tạo ra hệ thống điện áp tựa, đồng bộ với điện áp lưới, nghĩa là cho phép xác định giá trị đầu của góc điều khiển α. Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc Đối với các chỉnh lưu có điều khiển thường yêu cầu góc điều khiển α thay đổi trong toàn bộ dải 0÷180º. Tuy vậy do các chế độ làm việc hạn chế sự thay đổi góc điều khiển, sơ đồ phải có khả năng áp đặt phạm vi điều chỉnh của góc α trong phạm vi cho phép, αmin÷αmax , không phụ thuộc sự thay đổi của điện áp lưới. Điều này minh hoạ trên Hình 2.2. minα maxαα 180
θ Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển α. 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 25 Khâu tạo xung và khuyếch đại xung sẽ tạo ra xung có đủ biên độ, độ rộng để đưa đến các tiristo trong mạch lực. Xung truyền đến cực điều khiển của tiristo qua các mạch cách ly dùng biến áp xung hoặc các phần tử photocoupler. 2.1.1 Khối đồng pha và tạo điện áp tựa Khối đồng pha có chức năng đảm bảo quan hệ về góc pha cố định với điện áp của mạch lực nhằm xác định điểm gốc để tính góc điều khiển α và hình thành điện áp có dạng phù hợp làm xung nhịp cho hoạt động của khâu tạo điện áp tựa phía sau nó. Thực tế khâu này có quan hệ ảnh hưởng qua lại chặt chẽ với khâu tạo điện áp tựa, nên trong một số trường hợp đơn giản, hai chức năng trên được gộm trong một mạch duy nhất, mà thông thường mạch đồng pha là luôn chức năng đồng bộ. Để thực hiện chức năng đồng bộ thông thường người ta sử dụng máy biến áp (tùy thuộc vào loại chỉnh lưu một pha hay ba pha sẽ có khâu đồng bộ là máy biến áp một pha hay ba pha) hoặc các phần tử cách ly quang. Một điều cần chú ý là khi sử dụng MBA đồng bộ cho chỉnh lưu 3 pha là: cách đấu các cuộn dây sơ cấp ảnh hưởng rõ rệt tới pham vị điều chỉnh góc αmin÷αmax, vì van không mở ngay được khi điện áp lưới bắt đầu dương mà chậm hơn thời điểm này 300 (thời điểm chuyển mạch tự nhiên). Với cách đấu máy biến áp ∆/Y ta sẽ có phạm vi điều chỉnh α=00÷1800, và điện áp đồng bộ udpA lấy theo tỷ lệ điện áp dây uAC, do đó điểm qua 0 của điện áp này vào đúng giao điểm cắt nhau của hai điện áp pha A và C, mà điểm này tương đương với góc α=00 của van lực pha A (nghĩa là sử dụng điện áp dây uAC là điện áp đồng pha cho V1, trong sơ đồ chỉnh lưu hình tia hoặc hình cầu ba pha). Khi MBA đấu Y/Y, điện áp đồng pha sẽ là điện áp pha A của lưới, do đó điểm qua 0 của điện áp này sớm pha hơn 300 so với điểm tương ứng góc α=00. Như vậy phạm vi điều chỉnh góc mở α=00÷1500 Hình 2.3 Biến áp đồng pha cho chỉnh lưu ba pha (a) Đấu ∆/Y, (a) Đấu Y/Y 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 26 Điện áp điều khiển được biến đổi thành góc điều khiển α tại khâu so sánh nhờ so sánh với điện áp tựa. Có hai dạng điện áp tựa là dạng hình cosin và dạng răng cưa (sườn xuống hoặc sườn lên). a. Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống Điện áp tựa răng cưa ( )ru t sẽ mô tả theo (2.1), góc mở α được xác định là giao điểm giữa điện áp ( ) ( )dk ru t u t= . ( ) , , , 1 c m r c m dk c m U u t U u U θ pi α pi = −   → = −     (2.1) pi 2piα pi α+ θ Hình 2.4 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống b. Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên (2.2). ( ) , , c m r dk c m U u t u U θ pi α pi = → = (2.2) pi 2piα pi α+ θ Hình 2.5 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên Nhận xét: Trong mạch điều khiển chỉnh lưu dùng dạng răng cưa đi lên sẽ cho quan hệ giữa điện áp răng cưa và góc điều khiển α tỉ lệ thuận (nghĩa là điện áp điều khiển lớn thì góc mở α lớn). Mặt khác ta cũng biết rằng quan hệ giữa góc điều khiển α và điện áp đầu ra chỉnh lưu nhận được lại tuân theo qui luật tỉ lệ nghịch ( )cosd doU U α= (nghĩa là α tăng thì dU giảm). Như vậy tương ứng với việc tăng điện áp điều khiển sẽ dẫn đến giảm điện áp chỉnh lưu, điều này nhiều khi không thuận lợi cho hệ thống điều khiển vòng kín. Để quan hệ này thuận, ta có thể sử dụng dạng răng cưa sườn xuống. c. Với điện áp tựa hình côsin như trên Hình 2.6, góc α được xác định bằng: , arccos dk c m U U α   =     (2.3) 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 27 α pi 2pi θ Hình 2.6 Điện áp tựa dạng cosin Trong sơ đồ chỉnh lưu điện áp phụ thuộc góc điều khiển theo quy luật ( )0 cosd dU Uα α= , do đó với điện áp tựa dạng côsin thì điện áp chỉnh lưu sẽ phụ thuộc tuyến tính vào dku . Đây là một ưu điểm của dạng điện áp tựa này. Tuy nhiên điện áp tựa côsin thường được tạo ra trực tiếp từ máy biến áp đồng pha nên dễ bị ảnh hưởng của nhiễu và sự thay đổi của điện áp lưới. Trong thực tế người ta dùng chủ yếu là dạng điện áp tựa răng cưa. Chú ý: Trong nhiều mạch điều khiển chỉnh lưu, điện áp tựa được tạo ra trong cả hai nửa chu kỳ bằng một mạch duy nhất. Lúc này khâu so sánh sẽ xác định góc điều khiển cho cả hai van thuộc cùng một pha của mạch lực (một van nằm ở chu kỳ dương, một van nằm ở chu kỳ âm của điện áp xoay chiều mạch lực). Do đó, cần thiết bổ sung thêm một phần gọi là mạch tách xung để đảm bảo van của mạch lực chỉ nhận tín hiệu điều khiển khi điện áp anot-katot là dương (uAK > 0). 2.1.2 Khâu so sánh Khâu này có chức năng so sánh điện áp điều khiển với điện áp tựa (dạng răng cưa hoặc dạng cosin) để định góc mở α . Khâu so sánh có thể thực hiện bằng các phần tử như transitor hoặc khuếch đại thuật toán (hay được dùng hơn cả). Có các IC chuyên dụng dùng cho việc so sánh các tín hiệu nhưng nguyên lý làm việc được giải thích nhờ khuyếch đại thuật toán. Mạch so sánh sử dụng tính chất có hệ số khuyếch đại hở mạch vô cùng lớn của OP. Hình 2.7 Mạch so sánh. (a) Một cổng; (b) Hai cổng. Mạch so sánh một cổng, sơ đồ Hình 2.7a, dùng để so sánh hai tín hiệu khác dấu. Do dòng đầu vào OP không đáng kể nên ta có: 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 28 ( ) 1 2 2 1 1 2 1 2i R RU U U R R R R − = + + + (2.4) Nếu ( ) ( ) 0i iU U V − +> = , đầu ra OP về lý tưởng sẽ lớn bằng âm vô cùng. Tuy nhiên tín hiệu đầu ra sẽ bị hạn chế bởi điện áp nguồn nuôi và điện áp rơi trên tranzito khuyếch đại đầu ra, nên thực chất điện áp ra có giá trị bão hoà, nhỏ hơn nguồn nuôi 1,5 ÷2 V. Trong trường hợp này đầu ra bão hoà ở mức +1,5 V - Un. Nếu ( ) ( ) 0i iU U V − +< = , tương tự như vậy đầu ra bão hoà ở mức -1,5 V+Un Mạch so sánh hai cổng, sơ đồ Hình 2.7b, dùng để so sánh hai tín hiệu cùng dấu. Do dòng đầu vào OP không đáng kể nên ta có: Nếu U1 > U2 thì Uo = +1,5 V - Un. Nếu U1 < U2 thì Uo = -1,5 V + Un. Một IC điển hình thực hiện chức năng so sánh là LM339, trong đó có chứa 4 phần tử khuếch đại thuật toán. 2.1.3 Khâu tạo xung Sau khâu so sánh ta đã nhận được xung có sườn dốc đứng, nhưng độ rộng xung lớn và thường phụ thuộc vào góc điều khiển. Xung đơn có thể được tạo ra từ một số IC như: Timer 555, hoặc một số IC chuyên dung như CD4528. (Bổ sung thêm hình vẽ) Một điều cần chú ý trong chỉnh lưu cầu ba pha Hình 2.8, tại một thời điểm bất kỳ, dòng phải chảy qua ít nhất là hai van, một thuộc nhóm catôt chung, một thuộc nhóm anôt chung. Nếu điều khiển các tiristo bằng các xung ngắn thì sơ đồ sẽ không khởi động được hoặc không làm việc được trong chế độ dòng gián đoạn. Trong thực tế vấn đề ngày được giải quyết bằng một trong hai cách sau đây. Hình 2.8 Chỉnh lưu cầu ba pha sử dụng tiristor 2.1.3.1 Khâu tạo xung kép Theo cách này mỗi tiristo khi nhận được tín hiệu điều khiển mở thì xung điều khiển đó cũng được lặp lại ở tiristo đã vào làm việc ngay trước đó (xung điều khiển của van V2 được sử dụng là xung phụ cho van V1, để đảm khép kín được dòng điện). Như vậy mỗi tiristo sẽ nhận được hai xung điều khiển, mỗi xung cách nhau 60°, như được minh hoạ trên đồ thị Hình 2.9. 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 29 Hình 2.9 Biểu đồ phát xung kép cho chỉnh lưu cầu ba pha Để thực hiện được các mẫu xung theo Hình 2.9, trước tiên ta tạo được các xung chính (thực chất là các xung đơn), sau đó tiến hành ghép xung đơn thành các xung kép sử dụng các phép toán logic như sau: ORTX1 OR OR TX2 TX3 ORTX4 OR OR TX5 TX6 T1 T1 T4 T4 T5 T6 Hình 2.10 Sử dụng mạch logic đẻ xây dựng biểu đồ phát xung kép cho chỉnh lưu cầu ba pha 2.1.3.2 Khâu tạo xung chùm Dạng xung chùm là dạng thông dụng nhất vì cho phép mở tốt van lực trong mọi trường hợp, với mọi dạng tải và nhiều sơ đồ chỉnh lưu khác nhau. Xung chùm thực chất là một chùm các xung có tần số cao gấp nhiều lần tần số lưới (fx = 6÷12kHz). Độ rộng xung của một chùm xung có thể được hạn chế trong khoảng (100÷130) độ điện, về nguyên tắc nó phải kết thúc khi điện áp trên van lực mà nó điều khiển đối dấu sang âm. Hình 2.11 Biểu đồ phát xung chùm cho chỉnh lưu cầu ba pha 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 30 ≥ So sánh Tạo xung chùm AND KĐX uss α π θ θ θ π-α udđ uxc uss udđ uxc utựa uđk Hình 2.12 Khâu tạo xung chùm có độ rộng bằng π-α Cần chú ý mạch tạo xung chùm sẽ không có độ rộng xung cố định trong toàn dải α , vì chỉ cần đảm bảo nguyên tắc ngắt xung khi điện áp trên van lực đổi sang âm, có nghĩa là: + Nếu ( ) xcpi α θ− > thì độ rộng xung chù bằng xcθ . + Nếu ( ) xcpi α θ− < thì độ rộng xung chù bằng ( )pi α− . Một số sơ đồ cụ thể về hệ thống điều khiển chỉnh lưu tia ba pha và cấu ba pha được giới thiệu trong trang 163 (tia ba pha), 165 (xung kép cho cầu ba pha) và 170 (xung chùm cầu ba pha) của tài liệu [2]. 2.1.4 Khâu khuếch đại xung (Xem mục 1.2.4) 2.1.5 Ví dụ về mạch driver cho hệ thống điều khiển nhiều kênh Sơ đồ một mạch điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha cho trên Hình 2.13. Hệ thống gồm ba kênh, mỗi kênh chịu trách nhiệm điều khiển hai tiristo trên một pha của sơ đồ cầu. Dạng xung điện áp tại các điểm trên sơ đồ cho trên Hình 2.14. Điện áp đồng pha lấy từ thứ cấp máy biến áp đồng pha, qua mạch lọc RC đưa đến đầu vào của OP U1A. U1A làm việc như một khâu so sánh nên đầu ra sẽ cho ra điện áp dạng xung chữ nhật đối xứng.Điện áp dạng xung chữ nhật đưa đến mạch vi phân gồm C2, R5, tạo nên dạng xung nhọn với biên độ bằng hai lần xung chữ nhật. Xung vi phân đưa đến khâu tạo xung U1B. Đầu vào (-) của U1B đặt dưới điện áp âm do phân áp R6, R7 và –Un tạo nên. Khi điện áp tại điểm C bằng 0V, các điôt D1, D2 sẽ thông làm đầu vào (-) của U1B âm hơn đầu vào (+), do đó đầu ra U1B sẽ bão hoà ở mức +Un. Khi xung nhọn ở điểm C có giá trị dương, D2 khoá, D1 thông làm đầu vào (-) dương hơn đầu vào (+), đầu ra U1B lật xuống mức bão hoà –Un. Khi điểm C có xung nhọn âm, D1 bị khoá, D2 thông dẫn đến đầu vào (+) sẽ bị âm hơn so với đầu vào (-), kết quả là đầu ra cũng bị lật xuống mức bão hoà –Un. Như vậy đầu ra của U1B tại điểm D có dạng xung chữ nhật với phần âm rất hẹp. Đây là điện áp đồng bộ cho khâu tạo xung răng cưa xây dựng từ U1C. Mạch tạo răng cưa làm việc theo nguyên lý đã mô tả ở phần 7.2.8. Khâu so sánh trên U1D so sánh điện áp điều khiển Uđk với điện áp răng cưa, xác định góc điều khiển α. Tín hiệu điều khiển từ đầu ra của U1D, được cắt bỏ phần âm nhờ điện trở hạn chế và điôt D5, tín hiệu tại điểm F đưa đến mạch chia xung dùng JK trigơ D2A tạo nên xung có độ rộng 180º cho mỗi nửa chu kỳ. Đầu ra Q và Q của trigơ kết hợp với tín hiệu tại F qua mạch lôgic AND tạo nên xung điều khiển có độ rộng pi α− , qua mạch AND thứ hai tín hiệu này trộn với xung trùm từ mạch NAND Smith D3A trở thành tín hiệu đã được băm ra 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 31 tần số cao. Khâu khuếch đại xung cuối cùng dùng tranzito và biến áp xung đưa tín hiệu đến cực điều khiển G và catôt K của tiristo DZ J Q Q K SET CLR D1A U1A U1B U1C U1D D2B D2A +24V G4 K4 D2D D2C +24V D3A R1 C1 R2 R3 C2 R4 R5 R6 R7 R8 D1 D2 D3 R9 R10 R11 R12 C3 R13 R14 R15 D4 R16 C4 R17 R18 R19 R20 R21 R22 -Un +UnA B C D E F G H Uđk Uđk G1 K1 G3 K3 G6 K6 G5 K5 G2 K2 Uđk Uđk Ux Ux Ux A B C Hình 2.13 Hệ thống điều khiển Tiristor nhiều kênh Sơ đồ trên đây là một mạch điều khiển chất lượng cao. Bằng cách bố trí biến áp đồng pha hợp lý, có thể dùng để điều khiển chỉnh lưu cầu ba pha, bộ biến đổi xung áp ba pha. Mạch chỉnh lưu cầu một pha sẽ chỉ cần một kênh của sơ đồ là đủ nếu mạch khuyếch đại xung cuối cùng bổ sung thêm hai cuộn thứ cấp cho biến áp xung. 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 32 α 180
360
Q θ θ θ θ θ θ θ θ θ θ θ θ Hình 2.14 Dạng tín hiệu tại các điểm trên sơ đồ hệ thống điều khiển 2.1.6 Sử dụng IC chuyên dụng làm driver cho chỉnh lưu phụ thuộc Hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc (chỉnh lưu, biến đổi xung áp xoay chiều) có thể được xây dựng rất thuận tiện nếu sử dụng vi mạch chuyên dụng TCA785 của 2.1 Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 33 Simens. Sơ đồ cấu trúc của TCA785 và ký hiệu chân ra được cho trên hình 7.25. Có thể thấy rằng TCA785 tích hợp các khâu đồng bộ, tạo điện áp tựa dạng răng cưa, khâu so sánh và cả việc tạo ra dạng xung điều khiển với độ rộng thích hợp, sẵn sàng đưa ra để điều khiển các thyristor trong mạch lực. Nguyên lý hoạt động của TCA785 được thể hiện qua đồ thị dạng xung trên các chân như được minh họa trên hình 7.26. Điện áp đồng bộ được đưa tới chân số 5 qua một điện trở có giá trị lớn đưa đến khâu xác định điểm điện áp nguồn qua không (Zero Detector), đầu ra của nó đưa tín hiệu đến thanh ghi đồng bộ (Synchron. Register) để xác định các nửa chu kỳ của điện áp lưới. Thanh ghi đồng bộ cũng điều khiển mạch nạp tụ C10 bằng dòng không đổi, xác định bởi điện trở R9, tạo ra răng cưa ở mỗi nửa chu kỳ của điện áp đồng bộ. Điện áp điều khiển đưa vào ở chân 11, V11, so sánh với răng cưa tại khâu so sánh (Control Comparator), thời điểm hai giá trị này bằng nhau xác định góc điều khiển α được đưa đến khâu Logic để sử lý tạo độ rộng xung. Góc α thay đổi được từ 0° đến 180° tùy thuộc giá trị của V11 so với biên độ của răng cưa, về giá trị bằng VS-2V. Hình 2.15 Sơ đồ cấu trúc của TCA785. 1. GND chân nối đất, 2. Q2 đầu ra 2 đảo, 3. QU đầu ra U, 4. Q1 đầu ra 1 đảo 5. VSYNC đầu vào đồng bộ, 6. Inhibit đầu vào cấm, 7. QZ đầu ra Z, 8. VSTOP =VREF điện áp chuẩn, xác định biên độ của răng cưa. 9. R9 điện trở mạch tạo răng cưa, 10. C10 tụ điện mạch tạo răng cưa, 11. V11 điện áp điều khiển, 12. C12 tụ tạo độ rộng xung, 13. Tín hiệu tạo điều khiển bằng xung rộng, 14. Q1 đầu ra 1, 15. Q2 đầu ra 2, 16. VS nguồn cung cấp 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 34 α 180
VSYNC V10 V11 0V V15 Q2 V14 Q1 V15 Q2 (nếu chân 12 nối xuống GND V14 Q1 (nếu chân 12 nối xuống GND V2 Nếu chân 12 nối xuống GND Q1 V4 (Nếu chân 12 nối xuống GND ) V3 V7 Q2 0 0 0 Hình 2.16 thị dạng xung của TCA785. Với mỗi nửa chu kỳ, tại góc điều khiển α, xuất hiện hai xung có độ rộng khoảng 30µS tại hai đầu ra Q1 và Q2. Độ rộng này có thể làm rộng ra tới 180° bằng tụ C12. Nếu chân 12 nối đất xung điều khiển sẽ kéo dài từ α đến 180°. Tín hiệu U ở chân 3 có độ rộng α + 180° có thể được dùng vào các mục đích khác. Tương tự như vậy là tín hiệu Z ở chân 7 có giá trị bằng NOR giữa Q1 và Q2. Dùng chân 13 có thể nhận được tín hiều điều khiển kiểu xung rộng (180°-α). Tín hiệu cấm ở chân 6 sẽ xóa bỏ tín hiệu ra Q1, Q2 và Q1,Q2 . 2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor 35 2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor * di ( )PIG s dku di α * di ( )PIG s dku di dR dL E d r dku K u= di ( )DCXG s di Hình 2.17 Hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu Tiristor (a) Sơ đồ khối, (b) mạch điện tương đương 2.2.1 Mô hình hóa khối điều chế độ rộng xung Theo [11], điện áp trung bình của đầu ra chỉnh lưu Tiristor loại p xung: ( )2 sin cosmd pu U p pi α pi   =     (2.5) Trong đó: p độ đập mạch điện áp chỉnh lưu đầu ra ( 2p = cho chỉnh lưu một pha, 6p = cho chỉnh lưu ba pha). 2 mU giá trị định của điện áp dây đặt vào mạch chỉnh lưu. Từ (2.1), mối quan hệ giữa góc mở α của Tiristor với điện áp điều khiển theo (2.6), khi điện áp tựa có dạng sườn răng cưa đi xuống. , 1 dk c m u U α pi   = −     (2.6) Từ (2.5), (2.6) ta có mối quan hệ giữa điện áp đầu ra Tiristor và điện áp điều khiển Tiristor là: 2 , , sin sinmd dkr dk c m c m u p uK U u U p U pi pi   ∂ = = −   ∂     (2.7) Hệ số r K thay đổi phụ thuộc vào điện áp điều khiển dku và được xác định cho từng điểm làm việc cụ thể. Mặc dù vậy, với mục đích thiết kế bộ điều chỉnh (hệ thống chỉnh lưu phải 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 36 hoạt động ổn định trong toàn dải điều chỉnh), ta sẽ sử dụng giá trị lớn nhất của r K được định nghĩa là ,r m K được xác định như sau: , 2 , sinm r m c m pK U U p pi  =     (2.8) Đối với điện áp tựa răng cưa có dạng sườn lên, ta cũng thu được hệ số ,r m K theo (2.8). Mối quan hệ giữa điện áp đầu ra và điện áp điều khiển được thể hiện: ( ) ( )( ) 2 , , 1 2 T s p r md DCX r m dk Ku s G s K e u s T s p   −     = = ≈   +     (2.9) Trong đó: T là chu kỳ điện áp lưới. Từ mạch điện tương ta có mối quan hệ giữa dòng điện và điện áp đầu ra chỉnh lưu: ( ) ( )( ) ( ) ( ) 1 1 d i d d d i s G s u s E s R T s = = − + (2.10) Trong đó: Hằng số thời gian dd d LT R = . Sử dụng bộ điều chỉnh PI có cấu trúc theo: ( ) 1 11izPI p p p i KsTG s K K sT s sT  + = = + = +    (2.11) Điểm không (zero) của bộ điều chỉnh ( )PIG s được lựa chọn bằng điểm cực của đối tượng ( )iG s nghĩa là: d z d d LT T R = = (2.12) * di 1 z p sT sT + dku , 1 2 r m K T s p   +     ( ) 1 1d dR sT+ di E du Hình 2.18 Mạch vòng điều khiển dòng điện của hệ chỉnh lưu Tiristor Hàm truyền kín của mạch vòng dòng điện khi có sự tham gia bộ điều chỉnh PI được viết lại như sau (coi thành phần sức điện động E là nhiễu và sẽ được triệt tiêu nhờ vào thành phần tích phân của bộ điều chỉnh dòng điên): ( ) ( )( ) ( ) ( ) , * 2 , 2 / 2 2 / r m d p dd k d r m d p d pK R T Ti s G s pi s s s pK R T T T = =  + +    (2.13) Đây là dạng hàm truyền chuẩn bậc hai có dạng: ( ) 2 2 2 22 n c n n G s s s ω ζω ω= + + (2.14) 2.2 Thiết kế hệ thống điều khiển vòng kín cho chỉnh lưu tiristor 37 Từ (2.13), (2.14) hệ số bộ điều chỉnh PI được xác định theo (2.15): ( )2 ,2 /n r m d p d n pK R T T p T ω ζω  =   =  (2.15) Thông thường lựa chọn 1 0,71 2 ζ = ≈ , từ (2.15) ta có: ,r m p d K T T pR = (2.16) Từ (2.13) hàm truyền kín mạch vòng dòng điện khi có bộ điều chỉnh tham gia vào: ( ) ( )( ) 2* 2 1 2 1 2 d k d i s G s i s T T s s p p = =     + +        (2.17) Trong hệ thống điều khiển nối cấp (cascade) thì hàm truyền kín của mạch vòng dòng điện sẽ được xấp xỉ theo (2.18) để thuận lợi cho tổng hợp các mạch vòng điều chỉnh phía ngoài cùng. ( ) ( )( )* 1 1 d k d i s G s i s T s p = ≈   +    (2.18) Sau khi xác định được tham số cho bộ điều chỉnh dòng điện, cần phải đánh giá ảnh hưởng nhiễu do nguồn sức điện E tác động lên mạch vòng dòng điện với các tham số bộ điều chỉnh đã được xác định. 1 z p sT sT +dku, 1 2 r m K T s p   +     ( ) 1 1d dR sT+ diE du Hình 2.19 Đánh giá tác động nguồn sức điện động E lên mạch vòng dòng điện Từ ta tìm được hàm truyền đạt giữa nguồn sức điện động và dòng điện đầu ra theo (2.19). ( ) ( )( ) ( ) ( )* 0 1 2 1 1 1 2 d d d i s d d T s s pi s G s E s TR sT s s p =    +      = = −      + + +         (2.19) Lấy giới hạn ( ) 0 lim 0d s sG s → = , nghĩa là thay đổi của nguồn sức điện đông E không ảnh hưởng đến dòng điện đầu ra, với các tham số ,z pT T được chọn theo (2.12) và (2.16). Chú ý: Hoàn toàn tổng hợp tham số bộ điều chỉnh PI theo tiêu chuẩn tối ưu modul, chi tiết xem thêm trong trang 300, tài liệu [5]. 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 38 2.3 Kết quả mô phỏng 2.3.1 Chỉnh lưu cầu một pha Tham số mô phỏng: Điện áp nguồn 220V/50Hz; Tải trở cảm R=100Ω, L=20mH. 220V/50Hz 1-phase Source v + - Va1 Va 2 Udk Th1&Th2 Th3&Th4 a b TIRISTOR 1PHA U_a U_dk Th1&Th2 Th3&Th4 DRIVER a. Sơ đồ mô phỏng 2 b 1 a i + - iB1 v + - Vd g a k Thyristor4 g a k Thyristor3 g a k Thyristor1 g a k Thyristo2 Scope i + - Id 2 Th3&Th4 1 Th1&Th2 iA & iB Vd b. Sơ đồ mạch lực 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -50 0 50 100 150 200 250 300 350 t(s) Ud (V ) c. Điện áp đầu ra chỉnh lưu 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 t(s) iA (A ) d. Dòng điện pha đầu vào chinh lưu 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 e Dạng sóng điều khiển Tiristor1&2 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 f. Dạng sóng điều khiển Tiristor3&4 Hình 2.20 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha 2.3 Kết quả mô phỏng 39 2.3.2 Chỉnh lưu cầu ba pha 2.3.2.1 Điều khiển vòng hở Tham số mô phỏng: Điện áp nguồn 380V/50Hz; Tải trở cảm R=100Ω, L=20mH; Điều khiển theo phương pháp xung kép với độ rộng xung 20e-5s. Synchronization Voltages 380V/50Hz 3-phase Source v + - Vca Vc v + - Vbc Vb v+ - Vab Va 0.6 Udk T1 T2 T3 T4 T5 T6 a b c TIRISTOR 3PHA -1 Gain1 -1 Gain U_ac U_bc U_ba U_dk Th1 Th2 Th3 Th4 Th5 Th6 DRIVER a. Sơ đồ mô phỏng 3 c 2 b 1 a i + - iB12 i + - iB1 v + - Vd g a k Thyristor4 g a k Thyristor3 g a k Thyristor2 g a k Thyristor1 g a k Thyristo6 g a k Thyristo5 Scope Mux i + - Id 6 T6 5 T5 4 T4 3 T3 2 T2 1 T1 Vd iA & iB b. Sơ đồ mạch lực 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -100 0 100 200 300 400 500 600 t(s) Ud (V ) c. Điện áp đầu ra chỉnh lưu 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -6 -4 -2 0 2 4 6 t(s) iA &i B( V) d. Dòng điện pha đầu vào chinh lưu 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 e Dạng sóng điều khiển Tiristor1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 f. Dạng sóng điều khiển Tiristor4 Hình 2.21 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 40 2.3.2.2 Điều khiển vòng kín Tham số mô phỏng: Điện áp nguồn 380V/50Hz; Tải sức phản điện động R=100Ω, L=20mH, E= 100V; Điều khiển theo phương pháp xung kép với độ rộng xung 20e-5s; Lượng đặt dòng điện thay đổi từ 2÷5(A) tại thời điểm 0,04s. Hệ số ,r m K được xác định như sau: , 2 , 6 sin 380 2 sin 161,22 10 6 m r m c m pK U U p pi pi      = = =           (2.20) Chu kỳ điện áp lưới 20T ms= và hệ số đập mạch điện áp của chỉnh lưu cầu ba pha 6p = . Từ (2.12), (2.16) ta tính tham số bộ điều khiển PI: , 2 4 0,0054 d z d r m p d LT e R K T T pR  = = −    = =  (2.21) 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 t(s) Ud (V ) c. Điện áp đầu ra chỉnh lưu 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 t(s) iA &i B( A) d. Dòng điện pha đầu vào chinh lưu 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 t(s) Ud k(V ) e Điện áp điều khiển 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 t(s) Id &I d* (A ) Id* Id f. Dòng điện thực và dòng điện đặt Hình 2.22 Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu cầu Tiristor ba pha 2.4 Bài tập 41 2.4 Bài tập Bài tập 1: Thiết kế hệ truyền động động cơ một chiều có tham số chỉ ra trong Bảng 1, sử dụng chỉnh lưu cầu ba pha điều khiển hoàn toàn sử dụng Tiristor. Bảng 1.1 Tham số động cơ một chiều 200Hp kích từ độc lập Điện trở phần ứng Ra = 0.0597Ω Điện cảm phần ứng La =0.0009H Điện trở phần kích từ Rf = 150Ω Điện cảm phần kích từ Lf = 112,5H Điện cảm hỗ cảm Laf = 2,621 Moment quán tính J = 5kgm2 Điện áp kích từ Uf = 150V Tốc độ định mức 1750 vòng/phút Điện cảm nối tiếp mạch phần ứng động cơ Lu =15e-3H • Tính chọn mạch lực. • Điều khiển vòng hở, sử dung hai phương pháp phát xung sau đây để điều khiển mạch lực cầu ba pha Tiristor. o Điều khiển theo phương pháp xung kép (độ rộng xung là 20e-5s). o Điều khiển theo phương pháp xung chum (Tần số xung chùm fx = 10kHz). o Yêu cầu: Thu thập dữ liệu về điện áp phần ứng, dòng điện phần ứng và tốc độ quay động cơ bằng phần mềm Matlab. • Tổng hợp mạch vòng dòng điện, tốc độ đảm bảo tốc độ động cơ bám theo tốc độ đặt ( )* /Rad sω ( )t s0 3 6 120 100 Hình 2.23 Lượng đặt tốc độ cho hệ truyền động một chiều o Yêu cầu: Thu thập dữ liệu về điện áp phần ứng, dòng điện phần ứng và dòng điện phần ứng đặt (đầu ra bộ điều chỉnh tốc độ), tốc độ quay của động cơ và tốc độ đặt phần mềm Matlab. • Tài liệu tham khảo. o Bài giảng điều khiển điện tử công suất. o Phạm Quốc Hải, Hướng dẫn thiết kế Điện tử Công suất, Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật. o Nguyễn Phùng Quang, Matlab/Simulink dành cho kỹ sư điều khiển tự động, Trang 323÷324 và trang 300÷324, Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật. o File dc3_example.mdl trong Matlab 2010. 2 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CÁC BỘ BIẾN ĐỔI PHỤ THUỘC 42 Bài tập 2: Thiết kế bộ nguồn dòng dùng chỉnh lưu Tiristor, là đầu vào của thiết bị biến đổi cho lò nấu thép trung tần Hình 2.24. Mô tả: Lò nấu thép trung tần được sử dụng rộng rãi tại Việt Nam, với dải công suất nhỏ từ 100 đến 750kW, công suất lớn cỡ 1 đến 10MW. Bộ biến đổi thường dùng cấu trúc chỉnh lưu Tiristor cầu 3 pha, cùng với cuộn kháng một chiều, tạo nên nguồn dòng, nghịch lưu công hưởng nguồn dòng song song, tần số từ 500Hz đến 2400Hz (tần số thấp ứng dải công suất cao) Hình 2.24 Sơ đồ mạch lực nghịch lưu cộng hưởng nguồn dòng Sơ đồ thay thế tương đương bộ chỉnh lưu cầu ba pha tạo nguồn chỉ ra như , trong đó nguồn sức điện động ( )e t thể hiện ảnh hưởng của điện áp trên tải tác động ngược lại bộ chỉnh lưu nguồn dòng. Tần số nguồn sức điện động ( )e t bàng 2 lần tần số điện áp ra (chỉnh lưu cầu Tiristor một pha). * di ( )PIG s dku Modulator di α * di ( )PIG s dku di + - dL Ed r dku K u= (a) (b) dL ( )e t 380 ,50V Hz Hình 2.25 Sơ đồ thay thế chỉnh lưu cầu ba pha tạo nguồn dòng • Yêu cầu: o Tính chọn tham số mạch lực của chỉnh lưu cầu ba pha tạo nguồn dòng cho nghịch lưu cộng hưởng, với tải là cuộn dây lò điện cảm ứng với các tham số sau: Công suất tải Pt = 300kW, Điện áp định mức trên cuộn dây: Ut = 800VAC và tần số làm việc là 1kHz, hệ số công suất tải cosφ = 0,4. 2.4 Bài tập 43 o Tổng hợp tham số bộ điều khiển dòng điện dựa vào sơ đồ thay thế Hình 2.25. o Mô phỏng kiểm chứng bằng Phần mềm Matlab. • Tài liệu tham khảo. o Bài giảng điều khiển điện tử công suất. o Phạm Quốc Hải, Hướng dẫn thiết kế Điện tử Công suất, Nhà xuất bản khoa học kỹ thuật. o Trần Trọng Minh, Giáo trình điện tử công suất, Chương 9, Nhà xuất bản giáo dục. 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 44 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC Bộ biến đổi DC/DC đa dạng về cấu trúc bộ biến đổi, và được phân loại theo chức năng: bộ biến đổi DC/DC giảm áp (buck converter), bộ biến đổi DC/DC tăng áp (boost converter), bộ biến đổi DC/DC tăng-giảm áp (buck-boost converter). 3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC Quá trình thiết kế một hệ thống điều khiển thường được thực hiện theo các bước sau: xây dựng mô hình toán học của đối tượng điều khiển, phân tích hệ thống và tìm ra bộ điều khiển thích hợp, và cuối cùng là mô phỏng và thử nghiệm. Trong đó, việc mô hình hóa là cầu nối giữa đối tượng vật lý (bộ biến đổi DC/DC) và lý thuyết điều khiển (phương pháp thiết kế bộ điều chỉnh). Tính chính xác và đặc điểm của mô hình toán học tìm được là một yếu tố quyết định đến chất lượng hệ thống, và định hướng cho công việc thiết kế các bộ điều chỉnh sau này. 3.1.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái Giả thiết bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện liên tục (CCM). Giá trị trung bình của điện áp và dòng điện trong mỗi chu kỳ phát xung khóa bán dẫn S được chỉ ra theo (3.1). ( ) ( )1 st T s t x t x d T τ τ + = ∫ (3.1) Trong đó ( )x τ là giá trị tức thời. Mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện trung bình qua phần tử thụ động L, C được chỉ ra như sau: ( ) ( ) ( ) ( ) d d L L C C i t L u t dt u t C i t dt  =   =  (3.2) Nội dung phương pháp trung bình không gian trạng thái được thực hiện tổng quát theo các bước dưới đây. Bước 1: Sử dụng các định luật Kirhoff viết phương trình mạch điện bộ biến đổi DC/DC trong trạng thái 1 dưới dạng chuẩn hóa 1 1 1 1 d = + d = + u t y u     x A x B C x D (3.3) Bước 2: Sử dụng các định luật Kirhoff viết phương trình mạch điện bộ biến đổi DC/DC trong trạng thái 2 dưới dạng chuẩn hóa 3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC 45 2 2 2 2 x = x+ = x+ d u dt y u     A B C D (3.4) Theo [7], Mô hình trung bình mô tả một bộ biến đổi DC/DC với sự tham gia của hệ số điều chế d được viết như sau: ( ) ( ) ( ) ( ) 1 2 1 2 1 2 1 2 x = + 1 x+ + 1 = + 1 x+ + 1 d d d d d u dt y d d d d u  − −          − −       A A B B C C D D (3.5) Hay (3.5) được viết lại dưới dạng tổng quát: d u dt y u x =Ax+B =Cx D     + (3.6) Trong đó: ( ) ( ) ( ) ( ) 1 2 1 2 1 2 1 2 + 1 B= + 1 = + 1 + 1 d d d d d d d d  = −    −      −     = −    A A A B B C C C D D D (3.7) Điểm cân bằng của mô hình (3.5) được mô tả theo được xác định bằng cách cho đạo hàm bằng không và các đại lượng ở trạng thái xác lập ta có: 0 ss ss ss ss U Y U =A X+B =C X D   + (3.8) Do mô hình (3.6) là phi tuyến, thể hiện qua phép nhân giữa hệ số điều chế d và biến trạng thái x , nên muốn thiết kế bộ điều chỉnh theo phương pháp tuyến tính cần thiết phải tìm được mô hình khác phù hợp hơn để mô tả mô hình bộ biến đổi DC/DC dưới giác độ quan hệ hàm truyền đạt. Theo [7], mô hình tín hiệu nhỏ là giải pháp để thực hiện ý tưởng trên và phục vụ cho công việc thiết kế bộ điều khiển tuyến tính sau này. Mô hình tín hiệu nhỏ của bộ biến đổi DC/DC được viết lại như sau. ( ) ( ) ( ) ( ) 1 2 1 2 1 2 1 2 xˆ ˆ ˆ ˆ= x+ ˆ ˆ ˆ ˆ= x ss ss ss ss d u d dt y u d  + − + −      + + − + −   A B A A X B B U C D C C X D D U (3.9) Trong đó: ( ) ( ) ( ) ( ) 1 2 1 2 1 2 1 2 + 1 B = + 1 = + 1 + 1 ss ss ss ss D D D D D D D D  = −    −      −     = −    A A A B B C C C D D D (3.10) Mối quan hệ giữa giá trị trung bình, giá trị xác lập và tín hiệu nhỏ được chỉ ra: 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 46 ˆ ˆ ˆ ˆ u U u y Y y d D d = +  = +  = +  = + x X x (3.11) Các giá trị trong (3.11) phải thỏa mãn điều kiện: ˆ ˆ ˆ ˆ U u Y y D d        X x≫ ≫ ≫ ≫ (3.12) Trong thực tế, khi thiết kế bộ điều chỉnh ta cần thiết biết được mối quan hệ giữa hàm truyền đạt trên miền toán tử Laplace. Do đó, từ (3.9) tính ra mối quan hệ giữa hàm truyền đạt trên miền toán tử Laplace như sau: + Hàm truyền đạt giữa đầu ra và hệ số điều chế (khi cho ˆ 0u = ). ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 1 2 1 2 1 2 ˆ 0 ˆ ˆ ss ss u s y s s U U d s − = = − − + − + − + −      C I A A A X B B C C X D D (3.13) + Hàm truyền đạt giữa đầu ra và đầu vào (khi cho ˆ 0d = ). ( ) ( ) ( ) ( ) 1 ˆ 0 ˆ ˆ ss ss ss ss d s y s s u s − = = − +C I A B D (3.14) + Hàm truyền đạt giữa biến trạng thái và hệ số đều chế (khi cho ˆ 0u = ). ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )1 1 2 1 2 ˆ 0 ˆ ˆ ss u s s s U d s − = = − − + −   x I A A A X B B (3.15) + Hàm truyền đạt giữa biến trạng thái và đầu vào (khi cho ˆ 0d = ). ( ) ( ) ( ) ( ) 1 ˆ 0 ˆ ˆ ss ss d s s s u s − = = − x I A B (3.16) 3.1.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt Phương pháp trung bình không gian trạng thái trên đây có ưu điểm là có cơ sở toán học rõ ràng. Các bước tính toán chỉ dựa trên các phép biến đổi ma trận và có thể tự động hóa bằng một số công cụ hữu hiệu như Matlab, Mathcad, Tuy nhiên việc sử dụng công cụ toán học thuần túy làm tách rời ý nghĩa vật lý, dẫn đến những khó khăn khi giải thích các đặc tính thu được và tiến hành hiệu chỉnh trong quá trình thiết kế. Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt (switching network averaging) với xuất phát ban đầu từ trung bình hóa phần tử đóng cắt (switch averaging) là cách làm từ đầu khi muốn mô hình hóa các mạch điện tử công suất. Ngày nay phương pháp này lại gây được sự quan tâm vì mô hình thu được gần với mô hình vật lý, có thể mô tả cả các phần tử gây tổn thất như điện trở khi dẫn dòng của van, sụt áp trên van, một số mạch điện ký sinh (ví dụ 3.1 Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC 47 như mô hình tụ điện ở tần số cao là một mạch RLC). Phương pháp cũng có thể được dùng cho các sơ đồ cộng hưởng, cho sơ đồ một pha, ba pha, các loại bộ biến đổi DC-DC, DC- AC, AC-DC. Trung bình hóa phần tử hay mạng đóng cắt đều dùng thay thế một phần của mạch điện bằng một mạng hai cửa với các biến là điện áp, dòng điện ở cửa vào và cửa ra Tùy theo điện áp hay dòng điện có thể coi là biến độc lập (ví dụ điện áp nguồn vào, đầu vào điều khiển, điện áp ra trên tải), các biến này được mô tả bởi nguồn áp hay nguồn dòng độc lập. Hai biến còn lại sẽ trở thành các nguồn dòng hay nguồn áp phụ thuộc, tùy theo chức năng hoạt động của sơ đồ. Nếu phần tử được thay thế bằng một mạng hai cửa thì có thể đặt nó vào bất cứ sơ đồ nào để phân tích tiếp. Tuy nhiên vị trí trong sơ đồ của phần tử khác nhau dẫn đến mô hình có thể phức tạp không cần thiết. Vì vậy phương pháp trung bình mạng đóng cắt tỏ ra phù hợp hơn cho mục đích mô hình hóa. Phương pháp trung bình hóa dựa trên cơ sở chính là các đại lượng cần quan tâm được điều khiển hay thay đổi với tần số thấp hơn nhiều (ít nhất là 10 lần), so với tần số đóng cắt của sơ đồ. Khi đó có thể bỏ qua độ đập mạch của điện áp hay dòng điện và chỉ cần quan tâm đến giá trị trung bình của chúng trong một chu kỳ đóng cắt Ts. Sau khi trung bình hóa ta sẽ loại bỏ được phần tử đóng cắt và thu được mô hình phi tuyến cho tín hiệu lớn DC. Tiếp theo sẽ tiến hành tuyến tính hóa quanh điểm làm việc cân bằng bằng cách đưa vào các biến động nhỏ đối với các biến, cuối cùng sẽ thu được mô hình cho tín hiệu lớn DC và tín hiệu nhỏ AC. Mạch điện Hình 3.1a được xem như mạng điện hai cửa, từ phân tích dạng điện áp và dòng điện của mạng hai cửa này, trong trạng thái xác lập ta có mối quan hệ giữa điện áp và dòng điện như sau: 2 1 1 2 U DU I DI =  = (3.17) Hệ phương trình (3.17) mô tả một mạng điện hai cửa là máy biến áp lý tưởng với hệ số truyền áp là D và được biểu diễn dưới dạng sơ đồ mạch điện như Hình 3.1b. Từ (3.17)mô hình trung bình của mạng hai cửa cũng được viết lại theo (3.18), đây cũng được coi như máy biến áp lý tưởng với hệ số truyền áp là ( )d t và được biểu diễn dưới dạng sơ đồ mạch điện như Hình 3.1c. ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2 1 1 2 u t d t u t i t d t i t =  = (3.18) 1U 1I 2I 2U 1: D 1u 1i 2i 2u ( )1: d t 1 tu 1 ti 2 ti 2 tu Hình 3.1 Mô tả bộ biến đổi DC/DC, a) mạch lực bộ biến đổi DC/DC, b) Mô hình bộ biến đổi DC/DC tại điểm xác lập, c) Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC Để thiết bộ điều chỉnh, mô hình bộ biến đổi DC/DC cần phải được tuyến tính hóa tại điểm làm việc cân bằng, khi đó các đại lượng điện áp và dòng điện được viết theo (3.19). 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 48 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 1 1 1 1 1 2 2 2 2 2 2 ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ d t D d t u t U u t i t I i t u t U u t i t I i t  = +  = +  = +  = +  = + (3.19) Từ (3.18), (3.19) ta có: ( )( ) ( )( ) 2 2 1 1 1 1 2 2 ˆ ˆ ˆ ˆˆ ˆ U u D d U u I i D d I i  + = + +  + = + +  (3.20) 2 1 1 1 ˆ ˆ ˆ ˆ ˆu U d Du du= + + 1 2 2 2 ˆ ˆˆ ˆ ˆi Di I d di= + +     (3.21) Hệ phương trình (3.21) được viết lại: 2 1 1 1 2 2 ˆ ˆ ˆ ˆˆ ˆ u U d Du i Di I d  = +  = + (3.22) Hệ phương trình (3.21) được biểu diễn dưới dạng sơ đồ mạch điện như Hình 3.2b. ɵ ( )2I d t ɵ ( )1U d t ( )1uˆ t ( )1ˆi t ( )2ˆi t ( )2uˆ t( )1u t ( )1i t ( )2i t ( )2u t ( )1: d t Hình 3.2 Mạng điện hai cửa, a) tín hiệu trung bình, b) Mạch điện điện tương đương được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng Từ mạng điện hai cửa được biểu diễn bằng mạch điện tương đương với tin hiệu trung bình và mạch điện tương được được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng, ứng dụng mô hình bộ biến đổi Buck, Boost, Buck-Boost. 3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck 49 1i Li ( )1: d t 1 ti t Li t o u o u t Li t o u Li o u ( )1 :1d t −  Hình 3.3 Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC, a)Bộ biến đổi Buck, b)Bộ biến đổi Boost 3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck Hình 3.4 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck trong thái 2 (c) 3.2.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi buck converter trong trạng thái 1. 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 50 ( ) d d d 1 d L L L o in C L C C C o C L C C iL r i u u t u RC i u t R r R r R u r i u R r  = − − +   = − + +  = + + (3.23) Hệ phương trình (3.23) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận được xác định theo (3.24). ( ) ( ) ( ) 1 1 1 1 1 1 ; ; ; ; 1 1 1 0 C L C C C C C C C Rr R r L R r L R r Rr R L R r R rR C R r C R r    − + −    + +       = = = =     + +  −    + +   A B C D 0 (3.24) Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi buck converter trong trạng thái 2. ( ) d d d 1 d L L L o C L C C C o C L C C iL r i u t u RC i u t R r R r R u r i u R r  = − −   = − + +  = + + (3.25) Hệ phương trình (3.25) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.4) với ma trận được xác định theo (3.26). ( ) ( ) ( ) 2 2 2 2 0 ; ; ; 01 C L C C C C C C C Rr R r R r R r Rr R R r R rR R r R r    − + −   + +      = = = =    + +    −  + +   A B C D 0 (3.26) Như vậy, bộ biến đổi kiểu Buck converter được mô tả trên không gian trạng thái theo dạng chuẩn (3.6) như sau: ( ) ( ) ( ) 1 1 1 1 1 1 0 C L LC CL in CC C C LC o CC C Rr R r iL R r L R ri d uL uu R C R r C R r iRr R u uR r R r     − + −     + +         = +          −    + +         =    + +    ɺ ɺ (3.27) Theo (3.7) ma trận hệ thống trong hệ phương trình (3.27) được chỉ ra như dưới đây: 3.2 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck 51 ( ) ( ) ( ) 1 1 1 ; ; ; 1 1 1 0 C L C C C C C C C Rr R r L R r L R r d Rr R L R r R rR C R r C R r    − + −    + +       = = = =     + +  −    + +   A B C D 0 (3.28) Theo (3.8), điểm làm việc cân bằng của bộ biến đổi Buck được tính như sau: o C C L o L L in U U U RI U r I DU =  =  = + (3.29) Do hệ số điều chế ở điểm làm việc xác lập 0 1D≤ < , theo (3.29) bộ biến đổi buck converter mang đặc điểm bộ giảm áp. Sử dụng Toolbox Symbolic Math trong Matlab (chương trình chi tiết nằm ở phần phụ lục), ta sẽ tìm được các hàm truyền bộ biến đổi Buck dạng tổng quát theo các công thức (3.13), (3.14), (3.15), (3.16). + Hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế. ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2 ˆ 0 ˆ 1 ˆ in o in c L C L L C C u s u s RU Cr s R r L Rr C Rr C r r C s RLC r LC sd s = + = + + + + + + + (3.30) + Hàm truyền điện áp đầu ra và điện áp đầu vào. ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 2 ˆ 0 ˆ 1 ˆ o c in L C L L C Cd s u s RD Cr s u s R r L Rr C Rr C r r C s RLC r LC s = + = + + + + + + + (3.31) Hàm truyền đạt giữa điện áp đầu ra và hệ số điều chế được chỉ ra theo có điểm zero nằm bên trái mặt phẳng phức, và có xác định như sau: 1 1 c zero r C = − (3.32) Do 0 1D≤ < , nên điểm zero có giá trị âm (nghĩa là nằm bên trái trục ảo). Vì vậy hệ (3.32) được mô tả theo hàm truyền là hệ pha cực tiểu. Hàm truyền bộ biến đổi Buck (giả thiết 0, 0c Lr r= = ). + Hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế. ( ) ( ) ( ) 2ˆ 0 ˆ ˆ in o in u s u s RU R Ls RLCsd s = = + + (3.33) + Hàm truyền điện áp đầu ra và điện áp đầu vào. ( ) ( ) ( ) 2ˆ 0 ˆ ˆ o in d s u s DR u s R Ls RLCs = = + + (3.34) + Hàm truyền giữa dòng điện chảy qua cuộn cảm và hệ số điều chế. ( ) ( ) ( ) ( ) ˆ 0 2 ˆ 1 ˆ u sin L ini s U RCs R Ls RLCsd s = + = + + (3.35) 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 52 3.2.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt Từ mô hình mạch điện tương đương thay thể phần tử đóng cắt lắp Hình 3.2 vào sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Buck, ta có mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ như Hình 3.5. ɵ 2I d ɵ 1U d 1uˆ 1iɵ 2iɵ 2uˆ 0uˆ 1uˆ Hình 3.5 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Buck với tín hiệu nhỏ. Hình 3.5 thể hiện sơ đồ Buck Converter có tính tới các giá trị điện trở thuần trong mạch cuộn cảm và ESR trong mạch tụ. Khi có những yếu tố thực tế này trong mạch hình dạng dòng i2 và điện áp trên tụ vC sẽ không còn dạng tuyến tính nên khi lấy trung bình trong một chu kỳ Ts tính toán sẽ phức tạp hơn. Tuy nhiên nếu lưu ý rằng rL và rC cố giá trị thực tế rất nhỏ thì những giả thiết về dạng tuyến tính của i2 và vC vẫn có thể áp dụng, do đó mạch điện trung bình cho mạng đóng cắt có thể áp dụng mà không cần thay đổi gì. Từ đó những yếu tố thực tế này sẽ chỉ thay đổi dạng của hàm truyền tín hiệu, như sẽ chỉ ra sau đây. Từ sơ đồ Hình 3.5 ta có: ɵ 2 1 1ˆ ˆu Du U d= + (3.36) Trước hết ta xét hàm truyền từ hệ số điều chề đến điện áp đầu ra, từ (3.36) hàm truyền viết dưới miền ảnh Laplace: ( ) ɵ ( ) ( )1 2 1 ˆ 0 ˆ u s u s U d s = = (3.37) Mặt khác từ sơ đồ Hình 3.5 ta tìm được hàm truyền: ( ) ( )2 ˆ ˆ o RC RC L u s Z u s Z Z = + (3.38) Trong đó ( )( ) 1 1 C RC C R sr C Z sC R r + = + + là trở kháng song song giữa mạch tụ lọc C và tải R; L LZ r sL= + là trở kháng mạch điện cảm L. Như vậy hàm truyền giữa hệ số điều chế với đầu ra điện áp ra sẽ là: ( ) ɵ ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ɵ ( ) ( ) 1 2 1 2 2 ˆ 0 ˆ ˆ ˆ 1 ˆ 1 o o C L CLu s C L L L u s u s u s sr CRU u s R rd s d s R rRr L s C r s LC R r R r R r = + = ⋅ = ⋅ ⋅ +    + + + + +   + + +   (3.39) Nếu xét hàm truyền từ đầu vào đến điện áp đầu ra thì ( )( ) ɵ( ) 2 1 0 ˆ ˆ d s u s D u s = = , do đó trở thành: 3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost 53 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )0 0 2 1 2 1ˆ 20 ˆ ˆ ˆ 1 ˆ ˆ ˆ 1 C L CLd s C L L L u s u s u s sr CRD u s u s u s R r R rRr L s C r s LC R r R r R r = + = ⋅ = ⋅ ⋅ +    + + + + +   + + +   (3.40) Từ (3.39), (3.40) cho thấy hàm truyền từ đầu vào điều khiển đến đầu ra và từ đầu vào đến đầu ra đều xuất hiện điểm zero âm 1/ Cr C− , gọi là điểm zero ESR. Hệ số khuếch đại DC cũng thay đổi theo hệ số ( )/ LR R r+ . 3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost C rC iC ioD V uouin rL uc a) b) c) C rC iC ioD V uo iL uin uc iL C rC iC ioD V uo iL uin uc rL LrL L L Hình 3.6 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu boost trong thái 2 (c) 3.3.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi boost converter trong trạng thái 1. d d d 1 d L L L in C C C o C C iL r i u t uC u t R r R u u R r  = − +     = −   +   = + (3.41) Hệ phương trình (3.41) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận được xác định theo (3.42). 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 54 ( ) 1 1 1 1 1 0 1 ; ; 0 ;1 10 0 L C C r L R L R r C R r   −       = = = =   +    −   +  A B C D 0 (3.42) Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi boost converter trong trạng thái 2. ( ) 1 CL L L L C in C C C L C C C o C C L C Rrdi RL i r i u u dt R r R r du RC i u dt R r R r R u u r i R r    = − − − +   + +     = −   + +   = + + (3.43) Hệ phương trình (3.43) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.4) với ma trận được xác định theo (3.44). ( ) ( ) ( ) 2 2 2 2 1 1 1 ; ; ; 1 1 1 0 C L C C C C C C C Rr R r L R r L R r Rr R L R r R rR C R r C R r    − + −    + +       = = = =     + +  −    + +   A B C D 0 (3.44) Như vậy, bộ biến đổi kiểu Boost converter được mô tả trên không gian trạng thái theo dạng chuẩn (3.6) như sau: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 11 1 1 1 1 1 01 1 C L LC CL in CC C C LC o CC C Rr R r d d iL R r L R ri uL uu Rd C R r C R r iRr R u d uR r R r     − + − − −     + +         = +            − −   + +        = −    + +    ɺ ɺ (3.45) Theo (3.7) ma trận hệ thống trong hệ phương trình (3.45) được chỉ ra như dưới đây: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 11 1 1 1 11 1 ; 1 ; 0 C L C C C C C C C Rr R r d d L R r L R r Rd C R r C R r Rr RdL R r R r    − + − − −   + +    =     − − + +        = = − =   + +    A B C D 0 (3.46) Theo (3.8), điểm làm việc cân bằng của bộ biến đổi Boost được tính như sau: 3.3 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu boost 55 ( ) ( ) ( ) ( ) 1 1 o C C L in L L C c C U U U D RI U r I U R r D R r   =  = −  − = +  − + (3.47) Do hệ số điều chế ở điểm làm việc xác lập 0 1D≤ < , theo (3.47) bộ biến đổi boost converter mang đặc điểm bộ tăng áp. Sử dụng công thức (3.13), (3.14), (3.15) ta có hàm truyền của bộ biến đổi kiểu boost (giả thiết 0, 0c Lr r= = ). + Hàm truyền điện áp đầu ra và hệ số điều chế. ( ) ( ) ( ) ( ) ( )2 2 ˆ 0 1ˆ ˆ 1 in c Lo u s R D U I Lsu s d s R D Ls RLCs =  − −  = − + + (3.48) + Hàm truyền điện áp đầu ra và điện áp đầu vào. ( ) ( ) ( ) ( ) ( )2 2ˆ 0 ˆ 1 ˆ 1 o in d s u s R D u s R D Ls RLCs = − = − + + (3.49) + Hàm truyền giữa dòng điện chảy qua cuộn cảm và hệ số điều chế. ( ) ( ) ( ) ( ) ( )2 2 ˆ 0 ˆ 1 ˆ 1 in L c L c u s i s U I R D RCU s d s R D Ls RLCs = + − + = − + + (3.50) Hàm truyền đạt giữa điện áp đầu ra và hệ số điều chế được chỉ ra theo có điểm zero nằm bên phải mặt phẳng phức, và có xác định như sau: ( ) 1 1 c L D U zero LI − = (3.51) Do 0 1D≤ < , nên điểm zero có giá trị dương (nghĩa là nằm bên phải trục ảo). Vì vậy hệ (3.48) được mô tả theo hàm truyền là hệ pha không cực tiểu, đây là vấn đề quan trọng để thiết kế bộ điều chỉnh cho bộ biến đổi boost converter sau này. 3.3.2 Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt Từ mô hình Hình 3.3b mô tả bộ biến đổi Boost với các tín hiệu trung bình. Sử dụng công thức (3.19)để tuyến tính quanh điểm làm việc xác lập, ta thu được mô hình tín hiệu nhỏ của phần tử đóng cắt trong sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Boost. ( ) ( ) 1 2 2 2 1 1 ˆ ˆ ˆ1 ˆˆ ˆ1 u D u U d i D i I d  = − −  = − − (3.52) Từ mạch điện được mô tả theo (3.52) kết hợp với sơ đồ mạch lực bộ biến đổi Boost, ta có mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ (chú ý rằng 2 2ˆ ˆ ,o ou u U U= = ). 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 56 ˆinu 1iɵ ɵ 1I d ɵ o U d 1uˆ 0uˆ 2uˆ 2iɵ Hình 3.7 Mạch điện mô tả bộ biến đổi Boost với tín hiệu nhỏ. Viết phương trình cho nút dòng điện qua tụ C, chỉ xét với các thành phần xoay chiều: ɵ ( ) ɵ ( ) 11 2 11 ˆ 1 ˆ 1o RC I d i D i uI d D i Z + = − → + = − ɵ ɵ (3.53) Trong đó: ( )( ) 11 1 C RC C C R sr C Z r R sC sC R r +  = + =  + +  là trở kháng mạch tải. Viết phương trình cho mạch vòng dòng điện qua cuộn cảm: ( ) ( )1 ˆˆˆ ˆ1in L o ou i r sL U d D u= + − + − (3.54) Thay biểu thức dòng 1ˆi ở (3.53) vào (3.54) và viết dưới dạng toán tử Laplace: ɵ ( ) ( )( ) ( ) ( ) ɵ ( ) ( ) ( )1 ˆ ˆ ˆ1 1 1 o L in o o RC u sId s r sL u s U d s D u s D D Z   + + = + − −  − −   (3.55) Biểu thức (3.55) được viết lại: ( ) ( )( ) ( ) ( ) ɵ ( ) ( ) ( ) 1 ˆ ˆ1 1 1 L o in o L RC r sL ID u s u s U d s r sL D Z D  + − + = + − +  − −  (3.56) Từ đó có thể thấy với ( ) ( )( ) ɵ ( ) ( ) ( ) ɵ ( ) ( )ˆ 00 ˆ ˆ ; ˆ in o o vg vd u sd s in u s u s G s G s u s d s == = = sẽ xác định được: ( ) ( )( ) ɵ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )20 ˆ 1 1 ˆ 1 1 1 o C vg d s in C L C u s D R sr C G s u s sC R r r sL D R sr C= − + = = + + + + − +   (3.57) ( ) ( ) ɵ ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 ˆ 0 2 1 1 ˆ 1 1 1 1in o L C o vd u s C L C ID R U r sL sr C u s DG s d s sC R r r sL D R sr C=   − − + +  −  = =  + + + + − +  (3.58) Hàm truyền đạt có hai điểm zero là: ( ) 1 1 1 2 1 1 o L c U D I r zero I L zero r C  − − =    = −  (3.59) 3.4 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck – boost 57 3.4 Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck – boost Hình 3.8 Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost (a), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 1(b), Sơ đồ mạch điện bộ biến đổi kiểu buck - boost trong thái 2 (c) 3.4.1 Phương pháp trung bình không gian trạng thái Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi buck - boost converter trong trạng thái 1. 1 L L L in C C C o C C diL r i u dt duC u dt R r R u u R r  = − +   = − +  = + (3.60) Hệ phương trình (3.60) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận được xác định theo (3.61). ( ) 1 1 1 1 0 1 ; ; 0 ;1 10 0 L C C r L R L R r C R r   −       = = = =   +    −   +  A B C D 0 (3.61) Sử dụng định luật KV ta có hệ phương trình mô tả sơ đồ mạch điện của bộ biến đổi buck - boost converter trong trạng thái 2 3 HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC 58 ( ) 1 L L L o C L C C C o C L C C diL r i u dt du RC i u dt R r R r R u r i u R r  = − −   = − + +  = + + . (3.62) Hệ phương trình (3.62) được viết lại theo dạng không gian trạng thái (3.3) với ma trận được xác định theo (3.63). ( ) ( ) ( ) 2 2 2 2 1 1 0 ; ; ; 01 1 1 C L C C C C C C C Rr R r L R r L R r Rr R R r R rR C R r C R r    − + −   + +      = = = =    + +    −  + +   A B C D 0 (3.63) Như vậy, bộ biến đổi kiểu buck - boost converter được mô tả trên không gian trạng thái theo dạng chuẩn (3.6) như sau: ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 11 1 01 1 11 1 C L LC CL in CC C C LC o CC C Rr R r d d i dL R