Đồ án Lý thuyết về công nghệ OFDM

LỜI NÓI ĐẦU Mạng OFDM đang được ứng dụng một cách hiệu quả trong nhiều hệ thống vô tuyến riêng biệt đó là hệ thống phát thanh kỹ thuật số (DAB) và truyền hình kỹ thuật số (DVB). Truyền hình số mặt đất DVB-T (mà được chọn làm tiêu chuẩn cho truyền hình số tại Việt Nam) là một trong những ứng dụng của công nghệ OFDM. Công nghệ này sử dụng 1705 sóng mang (ở chế độ 2K) hoặc 6817 sóng mang (chế độ 8K) cho các luồng dữ liệu QPSK, 16-QAM hay 64-QAM và tỷ lệ khoảng bảo vệ có thể là Tu/Ts = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32 tuỳ môi trường có trễ dài hay ngắn. Với khả năng chống hiệu ứng đa đường động rất tốt của OFDM đã tạo ngành truyền hình có hai khả năng mới mà truyền hình tương tự trước đây cũng như truyền hình số tuân theo tiêu chuẩn không thể đạt được là: - Khả năng thu di động các dịch vụ truyền hình quảng bá. - Khả năng tạo nên một mạng đơn tần trong một phạm vi rộng. Để hoàn thành được luận văn này , tôi xin chân thành gửi lời cảm ơn đến những người đã giúp tôi trong quá trình thực hiện đề tài. Do phạm vi đề tài rộng nên những gì tôi thực hiện được qua luận văn này chưa cung cấp nhiều thông tin về các ứng dụng truyền hình số mặt đất. Dù đã cố gắng nhưng luận văn vẫn còn nhiều sai sót kèm theo những giới hạn hiểu biết về đề tài. Hy vọng đây là những kinh nghiệm hữu ích cho tôi sau này. Phần 1: Lý thuyết về công nghệ OFDM Chương I: Khái quát chung về hệ thống thông tin vô tuyến 1. Lịch sử phát triển hệ thống CELLULAR Kể từ khi được triển khai vào những năm đầu của thập niên 1980 cho đến nay. Thông tin vô tuyến di động đã và đang phát triển với tốc độ hết sức nhanh chóng trên phạm vi toàn cầu. Kết quả thống kê cho thấy ở một số quốc gia, số lượng thuê bao di động đã vượt hẳn số lượng thuê bao cố định. Trong tương lai, số lượng thuê bao di động và cố định sẽ tiếp tục tăng lên và song song với nó là sự gia tăng về nhu cầu của người sử dụng. Điều này đã khiến các nhà khai thác cũng như các tổ chức viễn thông không ngừng nghiên cứu, cải tiến và đưa ra các giải pháp kỹ thuật để cải tiến và nâng cấp các hệ thống thông tin. Cho đến nay hệ thống thông tin đã trải qua 3 thế hệ (Three Generations). 1.1. Hệ thống thông tin di động thế hệ thứ 1 (1G) 1.1.a. Đặc điểm Hệ thống mạng di động thế hệ thứ nhất (1G) được phát triển vào những năm cuối thập niên 70, hệ thống này sử dụng kỹ thuật (analog). Tất cả các hệ thống 1G sử dụng phương pháp đa truy nhập phân chia theo tần số FDMA (Frenquency Division Multiple Access). Các hệ thống mạng di động 1G chỉ được dùng để sử dụng cho dịch vụ thoại với chất lượng khá thấp nguyên do tình trạng nghẽn mạch và nhiễu xảy ra thường xuyên. 1.1.b Các hệ thống mạng 1G Các hệ thống mạng di động 1B bao gồm các hệ thống: - AMPS (Advaced Mobile Phone System) - ETACTS (Enhanced Total Access Cellular System) - Châu Âu - NMT (Nordic Mobile Telephone System) Bắc Âu. 1.2. Hệ thống thông tin di động thế hệ thứ 2 (2G) 1.2.a Đặc điểm Hệ thống mạng 2G được triển khai vào năm 1990 và hiện nay vẫn được sử dụng rộng rãi. Là một mạng thông tin di động số băng hẹp, sử dụng phương pháp chuyển mạch - mạch (circuit switching) là chủ yếu. Phương pháp đa truy cập TDMA (Time Division Multiple Access) và CDMA (Code Division Multiple Access) được sử dụng kết hợp FDMA. Hệ thống mạng di động 2G sử dụng cho dịch vụ thoại và truyền số liệu. Hệ thống mạng 2G bao gồm các hệ thống: - PCS (Personal Communication System). PCS là hệ thống truyền dẫn ở tần số 1900 MHz. Ưu điểm của điện thoại PCS là nhỏ, trọng lượng nhẹ, bảo mật tốt và thời gian Pin chờ lâu. - TDMA (Time Division Multile Access). TDMA là mạng di động sử dụng kỹ thuật điều chế số phát triển từ mạng 1G AMPS, tăng dung lượng mạng bằng cách cho phép nhiều người dùng chung một kênh vô tuyến mà vẫn bảo đảm chất lượng thoại. Điện thoại TDMA có thể hoạt động ở 2 chế độ: analog và digital. Trong thông tin TDMA thì nhiều người sử dụng một sáng mang và trục thời gian được chia thành nhiều khoảng thời gian nhỏ để dành cho nhiều người sử dụng sao cho không có sự chồng chéo. TDMA được chia thành TDMA băng rộng và TDMA băng hẹp còn Châu TDMA băng rộng nhưng cả hai hệ thống đều có thể được coi như tổ hợp FDMA và TDMA và người sử dụng thực tế dùng các kênh được ấn định cả về tần số và các khe thời gian trong băng tần. Ngày nay, TDMA là chuẩn được sử dụng phổ biến ở Mỹ, Châu Mỹ La tinh, New Zealand và một số quốc gia thuộc khu vực châu Á, Thái Bình Dương. - CDMA (Code Division Multiple Access) Mạng CDMA được triển khai năm 1995. Tương tự như TDMA, mạng CDMA cũng phục vụ đồng thời ở hai chế độ: tương tự và số. Điểm khác biệt TDMA và CDMA: Các kênh CDMA rộng hơn khoảng 6 lần và hệ thống cấp cho mỗi thuê bao một mã duy nhất. - GSM (Global System for Mobile Communication) Hệ thống GSM ra đời năm 1988 sử dụng kết hợp hai phương pháp đa truy nhập theo thời gian TDMA và theo tần số FDMA, nhờ đó tại một thời điểm có 8 thuê bao có thể sử dụng chung một kênh, GSM sử dụng cho dịchvụ truyền thoại và fax với tốc độ 9600 bit/s. Điện thoại GSM sử dung một SIM/card (Subcriber Indentify Module) Rời lưu trữ số điện thoại, thông tin và tài khoản thuê bao. GSM 900 Mhz là mạng số chủ yếu ở Châu Âu và cũng được sử dụng ở các quốc gia Châu Á Thái Bình Dương. GSM 1800 cũng được triển khai ở Châu Âu và Châu Á nhưng không phổ biến như hệ thống GSM 900MHz, hệ thống GSM 1800 được sử dụng phổ biến ở Châu Mỹ và Canada. 1.3. Hệ thống thông tin di động thế hệ thứ 2.5 (2.5G) 1.3.a Đặc điểm Hệ thống mạng 2.5G là mạng chuyển tiếp giữa hệ thống mạng di động thế hệ thứ 2 (2G) và thứ 3 (3G). Hệ thống hoàn toàn dựa trên cơ chế chuyển mạch gói. Ưu điểm của hệ thống di động 2.5G là tiết kiệm được không gian và tăng tốc độ truyền dẫn. Nâng cấp hệ thống mạng 2G lên 2.5G nhanh hơn và có chi phí thấp hơn so với việc nâng cấp mạng từ 2G lên 3G. Hệ thống 2.5G như một bước đệm chuyển tiếp, không đòi hỏi một sự thay đổi có tính chất đột biến. 1.3.b Các hệ thống mạng 2.5G - GPRS (Generic Packet Radio Services) GPRS là một hệ thống mới, được triển khai trên nền của hệ thống GSM sử dụng phương thức chuyển mạch gói và nhờ đó cước phí sử dụng được tính dựa trên từng gói nhận, gởi đi, khác hẳn và có lợi hơn cho thuê bao so với cách tính cước dựa trên thời gian kết nối. GPRS có thể được xem như là sự mở rộng của hệ thống di động thế hệ thứ 2G GSM, có khả năng cung cấp các kết nối ảo, các dịch vụ truyền số liệu với tốc độ lên đến 171.2Kbps cho mỗi user nhờ vào việc sử dụng đồng thời nhiều timeslot. Bên cạnh mục đích cung cấp những số liệu mới cho các thuê bao di động, GPRS còn được xem như là bước chuyển tiếp từ thế hệ 2G lên 3G. Với việc xây dựng hệ thống GPRS, các nhà khai thác đã xây dựng một cấu trúc mạng lõi dựa trên IP để hỗ trợ cho các ứng dụng về số liệu, cũng như đã tạo ra một môi trường để thử nghiệm và khai thác các dịch vụ tích hợp giữa thoại và số liệu của thế hệ 3G sau này. Trong hệ thống GSM tập trung hỗ trợ cho các kết nối thoại thì mục đích chính của GPRS là cung cấp phương tiện truy cập vào các mạng số liệu chuẩn như TCP/IP. - EDGE (Enhanced Data for Global Evolution) Mạng EDGE được xây dựng dựa trên nền tảng của mạng GSM nhưng lại cung cấp gần đạt đến các chuẩn dành cho 3G, tốc độ xấp xỉư 384 Kbps. 1.4. Hệ thống thông tin di động thế hệ thứ 3 (3G) 1.4.a Đặc điểm Là thế hệ thông tin di động số cho phép chuyển mạng bất kỳ, có khả năng truyền thông đa phương tiện chất lượng cao. Các hệ thống 3G được xây dựng trên cơ sở CDMA hoặc CDMA kết hợp với TDMA, có khả năng cung cấp một băng tần rộng theo yêu cầu, do đó có thể hỗ trợ các dịch vụ có nhiều tốc độ khác nhau. Ở thế hệ thứ 3, các hệ thống thông tin di động có xu thế hoà nhập thành một tiêu chuẩn chung duy nhất và phục vụ lên đến 2Mps. Mặc dù 3G được tính toán sẽ là một chuẩn mang tính toàn cầu nhưng chi phí xây dựng cơ sở hạ tầng cho hệ thống này rất tốn kém. 1.4.b Các hệ thống mạng 3G - WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) WCDMA hay còn gọi IMT-2000 là một chuẩn của ITU (International Telecommunication Union) có nguồn gốc từ chuẩn CDMA. Công nghệ WCDMA cho phép tốc độ truyền dữ liệu đến các thiết bị di động cao hơn nhiều so với khả năng của mạng di động hiện nay. WCSMA WCDMA có thể hỗ trợ việc truyền thoại, hình ảnh dữ liệu video… có tốc độ lên đến 2Mbps. - UMTS (Universal Mobile Telecomnication System) UMTS là một mạng thế hệ thứ 3 được triển khai ở Châu Âu. Mạng này cung cấp cho người sử dụng các dịch vụ hoạt động ở tần số 2GHz, cho phép hình ảnh âm thanh, video, truyền hình… hiển thị trên các máy điện thoại di động. UMTS được xem là một hệ thống mạng cải tiến từ mạng 2G GSM. 2. Cấu hình hệ thống CELLULAR Hệ thống thông tin di động Cellular gồm ba phần chính cơ bản: là các máy điện thoại di động MS (Mobile Station); Trạm gốc BS (Base Station) và trung tâm chuyển mạch điện thoại di động MSC (Mobile Service Switching Center). Các phần này được liên kết với nhau qua đường kết nối thoại và số liệu. - Máy điện thoại di động MS bao gồm: các bọ thu/phát RF; anten và bộ điều khiển. - Trạm gốc BS bao gồm các bộ thu phát RF để kết nối máy di động MS với MSC; anten; bộ điều khiển; đầu cuối số liệu và nguồn. - Trung tâm chuyển mạch MSC bao gồm bộ phận điều khiển; bộ phận kết nối cuộc gọi; các thiết bị ngoại vi và cung cấp các chức năng thu nhập số liệu đối với các cuộc gọi đã hoàn thành. MSC xử lý các cuộc gọi đi và đến từ mỗi BS, cung cấp các chức năng điều khiển trung tâm cho hoạt động của các BS một cách hiệu quả và để truy cập vào tổng đài của mạng điện thoại công cộng. Các máy điện thoại di động MS, trạm gốc BS và tổng đài MSC được liên kết với nhau thông qua các đường kết nối thoại và số liệu. Mỗi máy di động sử dụng một cặp kênh thu phát RF. Vì các kênh lưu lượng khong cố định ở một kênh RF nào mà luôn thay đổi thành các tần số RF khác nhau phụ thuộc vào sự di chuyển của máy di động trong suốt cuộc gọi nên cuộc gọi đó có thể thiết lập qua bất cứ một kênh nào đã được xác định trong vùng đó. Cũng từ những quan điểm về hệ thống thông tin di động mà thấy rằng tất cả các kênh đã được xác định đều có thể bận do đã được kết nối đồng thời với các máy di động. Bộ phận điều khiển trung tâm chuyển mạch MSC sẽ điều khiển, sắp đặt và quản lý toàn bộ hệ thống thông tin Cellular. Tổng đài Cellular kết nối các đường đàm thoại để thiết lập cuộc gọi giữa các thuê bao di động MS với nhau hoặc giữa các thuê bao cố định với các thuê bao di động và làm nhiệm vụ trao đổi các thông tin báo hiệu đa dạng qua đường số liệu giữa MSC và BS. Các thông tin thoại và báo hiệu giữa máy di động MS va trạm gốc BS được truyền qua kênh RF. Các đường kết nối thoại và số liệu cố định được sử dụng để truyền các thông tin thoại và báo hiệu giữa BS và MSC. CHƯƠNG 2: TỔNG QUAN VỀ TRUYỀN SÓNG 2.1. Tần số và đặt tính sóng vô tuyến Đối với đường truyền tín hiệu vô tuyến lý tưởng, thì tín hiệu nhận chỉ bao gồm các đường truyền tín hiệu đơn trực tiếp, tín hiệu nhận được sẽ được tái tạo hoàn chỉnh như ban đầu. Tuy nhiên trên thực tế tín hiệu sẽ bị thay đổi trong suốt quá trình truyền. Điều này thể hiện ở chỗ tín hiệu nhận được bao gồm các tín hiệu suy giảm, phản xạ và tán xạ từ các đối tượng ở gần như núi, cao ốc, nhà cửa, xe cộ v.v.. 2.2. Phân loại truyền sóng 2.2.1 Không gian tự do Công suất tín hiệu sẽ bị suy giảm khi truyền từ một nơi này đến một nơi khác. Điều này là do chiều dài của đường truyền, sự tắc nghẽn của đường truyền và những ảnh hưởng đa đường (Multipath effects). Bất cứ vật nào mà nó chắn đường truyền thẳng (line of sight) từ nơi truyền đến nơi nhận thì nó cũng bị suy giảm. Các tín hiệu phản xạ bị trễ cho đến anten so với tính hiệu trực tiếp. Có thể tránh một số phản xạ bằng cách dùng anten tốt nhưng không phải lúc nào điều này cũng có thể thực hiện được do giá cả anten, do phải điều chỉnh hướng anten… Đặc trưng của fading chọn lọc tần số là cường độ tín hiệu ở một vài tần số thì được tăng cường trong khi ở một số khác thì bị suy giảm. Ta thấy đáp tuyến thay đổi theo cả thời gian và tần số. Suy giảm chọn lọc được thể hiện rõ ràng. Khi máy thu và tất cả các đối tượng gây phản xạ là cố định thì đáp tuyến tần số hiệu dùng của kênh truyền từ máy phát tới máy thu là cố định. Nếu tín hiệu có ích có dải thông tương đối hẹp và lại rơi vào phần băng tần có suy giản đáng kể thì ở đó sẽ có fading phẳng và việc thu sẽ bị suy giảm. Khi xem xét tín hiệu có giải thông lớn hơn thì một phần tín hiệu sẽ chịu giao thoa cấu trúc và bị suy giảm đôi khi tới mức không thu được. Nhìn chung nếu tín hiệu có giải thông càng rộng, lớn hơn dải thông tương quan thì nó chịu nhiều sai lệch truyền, nhưng công suất thu được toàn phần sẽ thay đổi ít hơn, thậm chí nếu có những suy giảm dáng kể do truyền lan nhiều đường. Ở đây dải thông tương quan là khoảng cách tần số mà cường độ của các thành phần tín hiệu vẫn còn tương quan bởi một hệ số nào đó. 2.2.2. Vùng tối và Fading chậm Độ lớn vùng tối phụ thuộc vào kích thước của các đối tượng che khuất, cấu trúc vật liệu và tần số tín hiệu RF. Hầu hết các vật liệu là trong suốt cao ở tần số RF so với ánh sáng nhìn thấy,làm cho sự truyền thông lan không tầm nhìn thẳng NLOS (Non-line of sight) là có thể. Tuy nhiên vẫn có nhiều vật liệu có ảnh hưởng đáng kể tới sự lan truyền sóng RF, ví dụ các toà nhà, đồi cao hấp thụ đi qua nó, tạo vùng tối chiều sâu ở đằng sau chúng. Trong những điều kiện như vậy hầu hết năng lượng thu được là do phản xạ hoặc nhiễu xạ chung quay đổi tượng chứ không phải là do tia tới trực tiếp. Nhiễu xạ xảy ra ở mép các đối tượng chướng ngại trên đường truyền. ở mép nhiễu xạ, tín hiệu phát xạ lại nhưu mặt đầu sóng bắt nguồn từ mép nhiễu xạ. Điều này làm cho nó uốn cong như một phần quanh đối tượng. Nhiễu xạ không có ảnh hưởng đáng kể đến vùng tối của ánh sáng nhìn thấy vì bước sóng ánh sáng nhỏ (0.4 mm-0.7mm) so với kích thước đối tượng (0.1-10m). Tín hiệu thu được là tổ hợp của tín hiệu trực tiếp, tín hiệu phản xạ và tín hiệu nhiễu xạ. Giá trị công suất thu được là tổng thành các nhánh tín hiệu này. Sự chuyển động của máy thu được tổng hợp thành các nhánh tín hiệu này. Sự chuyển động của máy thu, máy phát hoặc đối tượng trong môi trường sẽ dẫn đến sự thay đổi tổn hao truyền lan do sự thay đổi nhánh truyền. Do bản chất đổi chậm, nhìn chung chúng được coi như fading chậm. 2.2.3. Vùng fading Rayleigh Trong các đường truyền vô tuyến, tín hiệu RF từ nơi truyền sẽ bị phản xạ bởi nhà cửa, xe cộ… Điều này sẽ làm tăng bội số đường truyền tại máy thu. Nếu giữa anten phát và anten thu không có đường truyền tầm nhìn thẳng thì tia phát được thu bằng nhiều đường truyền sóng khác nhau do phản xạ, nhiễu xạ, tán xạ. Do vậy điện trường tổng hợp thu được lớn hơn nhiều so với tia tương tự truyền trong không gian tự do. Ngoài ra, các thăng gián tức thời của điện trường truyền sóng. Hiện tượng này gọi là Fading Rayleigh. Thậm chí, điện trường thu trung bình đối với trường hợp dịch chuyển trong khoảng ngắn (khoảng 50m) cũng thăng gián đáng kể do cấu hình đường truyền sóng thay đổi khi trạm di động di chuyển. Nếu trong đường truyền sóng có nhiều phần ửt thăng gián phức tạp thì hầu như không tính được điện trường thu một cách chính xác từ cấu hình đường truyền. Trong một đường truyền như vậy, việc đánh giá điện trường thu thường được thực hiện bằng phương pháp thống kê. Trong đường truyền sóng mặt đất, ví dụ như đối với điện thoại trên ô tô- phần lớn các đường truyền có nhiều phần tử thăng gián phức tạp, vì vậy điện trường thu được của trạm di động và trạm gốc được đánh giá bằng phương pháp sử dụng nhiều kết quả đã đánh giá và sắp xếp theo thống kê. Chương 3: Lịch sử phát triển của công nghệ OFDM 3.1. Cuộc cách mạng của hệ thống thông tin Hệ thống thông tin di động thương mại được đưa vào ứng dụng tại Mỹ năm 1946, sử dụng băng tần 150MHz, với khoảng cách kênh là 60KHz và số lượng kênh bị hạn chế là 3 kênh. Đó là hệ thống bán song công (người bên này không thể nói trong khi người kia đang nói và cuộc thoại được kết nối bằng nhân công). Sau khi cải tiến, hệ thống IMTS MJ bao gồm 11 kênh ở băng tần 150 Mhz và hệ thống ITMS MK bao gồm 12 kênh ở băng tần 459Mhz đã được sử dụng vào năm 1969. Đây là hệ thống song công, trong đó một trạm gốc BS có thể phục vụ cho vùng bán kính rộng đến 80km. Cho đến nay, công nghệ thông tin vô tuyến đã có những phát triển vượt bậc trong những năm gần đây. Hầu hết các hệ thống WLAN hiện nay dùng theo chuẩn IEEE802.11b, cung cấp tốc độ dữ liệu cực đại 11Mbps. Các tiêu chuẩn WLAN mới như IEEE802.11a và HyperLAN2 dựa trên công nghệ OFDM cung cấp tốc độ dữ liệu tới 54Mbps. Tuy nhiên trong tương lai gần các hệ thống sẽ yêu cầu các mạng WLAN có tốc độ dữ liệu lớn hơn 1000 Mbps. Do vậy cần phải cải thiện hơn nữa hiệu quả phổ và dung lượng dữ liệu của các hệ thống OFDM trong các ứng dụng WLAN. Mạng di động thế hệ thứ ba và vốn là cung cấp cho khách hàng tốc đô dữ liệu cao, phạm vi dịch vụ lớn như thông tin thoại, điện thoại truyền hình (videophone) và truy cập internet có tốc độ cao. Tốc độ dữ liệu cao các mạng di động tương lai có thể được thực hiện nhờ tăng giá phổ phân phối cho các dịch vụ và bằng việc cải thiện hiệu quả phổ. OFDM là một ứng cử viên tiềm năng của hệ thống mobile thế hệ thứ tư. 3.2. Các công nghệ đa truy cập 3.2.1. FDMA (Frequency Division Multiple Access) Công nghệ FDMA được sử dụng lần đầu tiên trong các hệ thống thông tin tương tự. Trong kỹ thuật này, băng tần tổng được phân chia thành nhiều băng tần nhỏ. Mỗi thuê bao MS được phép truyền liên tục theo thời gian trên một băng tần nhỏ đã được cấp phát theo MS đó, do đó đó sẽ không bị trùng. Mỗi băng tần bao gồm băng tần tối thiểu cho việc truyền dữ liệu và hai dải tần phòng vệ hai bên để chống nhiễu xuyên kênh. Đặc điểm của FDMA là thuê bao MS sẽ được cấp phát một kênh đôi liên lạc suốt thời gian thông tuyến. Nhiễu giao thoa do tần số các kênh lân cận là đáng kể. Trạm BS phải có bộ thu phát riêng làm việc với mỗi thuê bao MS trong hệ thống di động. 3.2.2. TDMA (Time Division Multiple Access) Hệ thống thông tin di động TDMA được phát triển trên nền FDMA. Ứng dụng kỹ thuật nén số đối với thoại để mỗi thuê bao trong hệ thống đều có thể truy cập toàn bộ băng tần vô tuyến của hệ thống ở các khe thời gian khác nhau. Mỗi thuê bao đợc cấp một khe thời gian trong cấu trúc khung. Khoảng thời gian không sử dụng giữa các khe lân cận là thời gian bảo vệ để giảm nhiễu. Trong hệ thống Cellular, phổ tần được chia thành các dải tần liên lạc trong khe thời gian của nó để truyền thông tin dữ liệu. Nếu phổ tần có sẵn được chia thành nhiều dải tần liên lạc cho các nhóm thuê bao riêng biệt thì gọi là TDMA băng hẹp. Còn nếu phổ tần cho phép được sử dụng cho mọi thuê bao thì gọi là phương pháp TDMA băng rộng. Khuyết điểm của kỹ thuật TDMA là hiện tượng trễ truyền dẫn gây ra sự trùng chập tín hiệu giữa hai khe thời gian lân cận nếu thời gian bảo vệ của mỗi khe không đủ. Lý thuyết đã chứng minh sử sử bán kính Cell là R thì thời gian trễ là Ttrễ = 2R/C. Để tránh chồng chập tín hiệu thì khoảng thời gian bảo vệ tối thiểu của mỗi khe thời gian phải là Gmin = 2R/C, nhưng điều này sẽ làm giảm dung lượng kênh. Để dung lượng kênh không bị giảm thì có thể sử dụng phương pháp thứ hai là không có thời gian bảo vệ mà thay thế bằng cách điều chỉnh định thời gian phát của thuê bao MS. Tuy nhiên khi nó cần phải xác định khoảng cách MS- BS và điều chỉnh định thời thích hợp. Vì vậy, cần phải tuỳ theo đặc điểm từng hệ thống mà lựa chọn phương pháp thích hợp. Hệ thống TDMA điển hình là GSM (Global System for Mobile) 3.2.3. CDMA (Code division Multiple Access) Sựpt của công nghệ CDMA bắt đầu năm 1989, sau khi tiêu chuẩn NA - TDMA (IS-54) được thiết lập. Trong hệ thống thông tin di động CDMA, nhiều thuê bao MS sử dụng chung cùng một băng tần Cell, nhưng điều phân biệt với nhau theo các mã khác nhau. Các thuê bao có thể thực hiện cuộc gọi đồng thời mà không gây nhiễu nhờ tính không tương quan giữa các mã khác nhau đó. Mỗi thuê bao di động MS được gán một mã riêng và kỹ thuật trải phổ tín hiệu sẽ giúp cho các MS không gây nhiễu lẫn nhau mặc dù có thể cùng một lúc dùng chung dải tần số. Nếu muốn thu được tín hiệu của kênh truyền thì phải biết được mã của kênh đó. Đặc điểm của tín hiệu CSMA là sử dụng tín hiệu cao tần, dải tần rộng hàng MHz, sử dụng kỹ thuật trải phổ phức tạp. Kỹ thuật trải phổ cho phép tín hiệu vô tuyến sử dụng có cường độ rất nhỏ và chống Fading hiệu quả hơn FDMA và TDMA. Việc thuê bao các MS trong Cell dùng chung tần số khiến cho thiết bị truyền dẫn vô tuyến đơn giản, việc thay đổi kế hoạch tần số không còn là vấn đề và chuyển giao trở thành mềm. Điều khiến dung lượng trong Cell rất linh hoạt. Hệ thống CDMA cũng áp dụng kỹ thuật nén số như TDMA nhưng với tốc độ bit thay đổi theo tích cực thoại, nên tín hiệu thoại có tốc độ bit trung bình nhỏ hơn. Hệ thống CDMA điển hình là IS-95. 3.3. Sự phát triển của công nghệ CDMA Thế kỷ 20 là thời kỳ bùng nổ thông tin trên thế giới và cũng là thời kỳ đánh dấu sự ra đời của các kỹ thuật đa truy cập. Chúng ta đã từng nghe nói đến các kỹ thuật đa truy cập phân chia theo tần số FDMA với hệ thống AMPS, kỹ thuật đa truy cập phân chia theo thời gian TDMA với ứng dụng rộng rãi của mạng GSM. Có thể khi nghe đến kỹ thuật trải phổ với ứng dụng rộng rãi của đa truy cập phân chia theo mã CDMA, nhiều người lầm tưởng đây là công nghệ mới ra đời sau này, bởi nó chỉ được công nhận và ứng dụng rộng rãi trong thương mại vào giữa những năm 90. Nhưng thực ra CDMA đặt trong bối cảnh lịch sử, có nguồn gốc từ chiến tranh thế giới thứ hai. Tại Mỹ, vào năm 1940, một nữ diễn viên Hollywood đồng thời là nhà sáng chế tài năng George Antheil, là một nhạc sĩ dương cầm, khi chiến tranh thế giới lần hai sắp nổ ra, đã đồng thời sáng chế ra một cách điều khiển ngư lôi bằng cách gửi tín hiệu vô tuyến ngẫu nhiên, nhảy liên tục từ tần số này sang tần số khác để tránh khả năng bị gián đoạn. Ý tưởng này, được biết đến như nhảy tần FH (Frequency Hopping) và sau đó là trải phổ nhảy tần (FH-SS). Họ sáng chế ra hệ thống điều khiển nhảy tần đầu tiên cùng một mẫu tám mươi tần số, bằng số phím chính xác trên cây đàn dương cầm. Mặc dù các nhà phát minh đã cố gắng miệt mài để thúc đẩy việc thực thi các kết quả nghiên cứu từ phòng thí nghiệm nhưng hải quân Mỹ đã loại bỏ xem như một giải pháp không khả thi. Phát minh này bị chìm vào quên lãng đến năm 1947 khi các kỹ sư tại phân viện hệ thống điện tử Sylvania tại Buffalo New York tiếp tục ý tưởng này. Họ đã dùng công nghệ này vào việc thông tin bảo mật cho Mỹ trong suốt cuộc khủng hoảng tên lửa Cuba vào năm 1962. Sau khi trở thành công nghệ tuyệt mật cho toàn bộ chính quyền, quân đội Mỹ vào những năm 80 đã tiết lộ bí mật về công nghệ này mà bây giờ chúng ta được biết đến công nghệ CDMA. Công nghệ này đã sớm gây được chú ý của công nghệ Wireless mới phát triển. Công nghệ CDMA kết hợp chặt chẽ với trải phổ, hoạt động bởi việc số hoá các cuộc đối thoại kèm theo một mã chỉ được biết bởi nơi phát và nơi thu, chia tín hiệu thành các bit và sau đó kết nối chúng lại. Công nghệ này rất được ưa dùng trong quân đội vì tín hiệu mã hoá với hàng triệu kết hợp khác nhau làm cho việc truyền rất an toàn. Công nghệ CDMA đã chứng minh tính hữu dụng rất cao trong mạng thông tin di động Cellular bởi nó cung cấp một phương pháp mã hoá rất an toàn cho mọi người sử dụng đồng thời đem lại chất lượng cuộc gọi có thể xem là tuyệt hảo so với hệ thống GSM là hệ thống thông tin di động chính được sử dụng tại nhiều nơi trên thế giới hiện nay. Công nghệ này đã chứng minh ưu thế nổi bật trong việc sử dụng phổ tần vô tuyến bởi nó cho phép nhiều người sử dụng cùng chia sẻ đồng thời một khoảng băng tần mà không gây can nhiễu lẫn nhau, không như các công nghệ trước đây đòi hỏi cấp phát cho mỗi người sử dụng một tần số vô tuyến riêng. Lý thuyết về công nghệ CDMA đã được xây dựng từ những năm 1952 và được áp dụng trong thông tin quân sự từ những năm 1962 nhờ tính bảo mật cao. Cùng với sự phát triển của công nghệ bán dẫn và lý thuyết thông tin trong những năm 1980, CDMA đã được thương mại hoá từ phương pháp thu GPS và Ommi-TRACS, phương pháp này cũng đã được đề xuất trong hệ thống thông tin Cellular của Qualcomn - Mỹ năm 1990. Công nghệ CDMA là hệ thống đa truy cập phân chia theo mã và ứng dụng trong kỹ thuật trải phổ. Điều này khắc phục được những nhược điểm của hai công nghệ FDMA và TDMA trước đó. Mặc dù công nghệ CDMA mới phát triển gần đây nhưng sự phát triển của nó rất nhanh chóng chỉ riêng địa bàn Châu Mỹ và Châu Á - Thái Bình Dương, đến cuối năm 1995 đã lắp đặt khoảng 11000 trạm gốc. Đặc biệt tại một số nước như Mỹ, Nhật đã đặt công nghệ viễn thông CDMA là hệ thống viễn thông thế hệ thứ 3. Chương 4: Tổng quan về kỹ thuật điều chế OFDM A. Nguyên lý cơ bản của OFDM Ghép kênh theo tần số trực giap Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) rất giống với ghép kênh theo tần số Frequency Division Multiplexing (FDM) truyền thống. OFDM sử dụng những nguyênlý của FDM để cho phép nhiều tin tức sẽ được gửi qua một kênh Radio đơn. Tuy nhiên nó cho phép hiệu quả tốt hơn. OFDM khác với FDM nhiều điểm. Trong phát thanh thông thường mỗi đài phát thanh truyền trên một tần số khác nhau, sử dụng hiệu quả FDM để duy trì sự ngăn cách giữa những đài. Tuy nhiên không có sự kết hợp đồng bộ giữa mỗi trạm với các trạm khác. Với cách truyền OFDM như là DAB hoặc DVB-T, những tín hiệu thông tin từ nhiều trạm được kết hợp trong một dòng dữ liệu ghép kênh đơn. Sau đó dữ liệu này được truyền khi sử dụng khối OFDM được tạo ra từ gói dày đặc nhiều sóng mang. Tất cả các sóng mang thứ cấp trong tín hiệu OFDM được đồng bộ thời gian và tần số với nhau, cho phép kiểm soát tốt hơn can nhiễu giữa những sóng mang. Các sóng mang này chống lấp nhau trong miền tần số, nhưng không gây can nhiễu giữa các sóng mang (Inter - Carrie Interference (ICI)) do bản chất trực giao của điều chế. Với FDM những tín hiệu truyền cần có khoản bảo vệ tần số lớn giữa những kênh để ngăn ngừa can nhiễu. Điều này làm giảm hiệu quả phổ. Tuy nhiên với OFDM sự đóng gói trực giao những sóng mang làm giảm đáng kể khoảng bảo vệ cải thiện hiệu quả phổ. Tất cả các hệ thống truyền thông vô tuyến sử dụng sơ đồ điều chế để ánh xạ tín hiệu thông tin tạo thành dạng có thể truyền hiệu quả trên kênh thông tin. Một phạm vi rộng các sơ đồ điều chế đã được phát triển, phụ thuộc vào tín hiệu thông tin là dạng sóng analog hoặc digital. Một số sơ đồ điều chế tương tự chung bao gồm: Điều chế tấn số (FM), điều chế biên độ (AM), điều chế pha (PM), điều chế đơn biên (SSB), V estigial Side Band (VSB), Double Side Band Suppressed Carrier (DSBSC). Các sơ đồ điều chế sóng mang đơn chung cho thông tin số bao gồm khoá dịch biên độ (ASK), khoá dịch tần số (FSK), khoá dịch pha (PSK) điều chế QAM. OFDM còn có tên gọi khác là " Điều chế đa sóng mang trực giao" (OMCM- dựa trên nguyên tắc phân chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp, truyền trên nhiều sóng mang trực giao nhau. Công nghệ này được trung tâm nghiên cứu CCETT ( Centre Commun d'Étude en dédiffution et Téléccomunication) của Pháp phát minh nghiên cứu từ đầu thập niên 1980. Phương pháp đa sóng mang dùng công nghệ OFDM sẽ trải dữ liệu cần truyền trên rất nhiều sóng mang, mỗi sóng mang được điều chế tiêng biệt với tốc độ bit thấp. Trong công nghệ FDM truyền thống những sóng mang được lọc ra riêng biệt để bảo đảm rằng không có chồng phổ, bởi vậy không có hiện tượng giao thoa ký hiệu ISI giữa những sóng mang nhưng phổ lại chưa được sử dụng với hiệu quả cao nhất. Với OFDM, nếu khoảng cách sóng mang được chọn sao cho những sóng mang trực giao trong chu kỳ ký hiệu thì những tín hiệu có thể được khôi phục mà không giao thoa hay chồng phổ. 4.1. ĐA SÓNG MANG (MULTICARRIER) Nếu truyền tín hiệu không phải bằng một sóng mang mà bằng nhiều sóng mang ,mỗi sóng mang tải một phần dữ liệu có ích và được trải trên cả băng thông thì khi chịu ảnh hưởng xấu của đáp tuyến kênh sẽ chỉ có một phần dữ liệu có ích bị mất ,trên cơ sở dữ liệu mà các sóng mang khác mang tải có thể khôi phục lại dữ liệu có ích .Điều này tương đương khi ghép kênh theo tần số (FDM) .Do vậy khi dùng nhiều sóng mang có tốc độ bit thấp , nhiều dữ liệu gốc sẽ được thu chính xác .Để hồi phục dữ liệu đã mât người ta dùng phương pháp sửa lỗi tiến (FEC- Forwad Error Correction) .Ở máy thu mỗi sóng mang được tách ra khi dùng các bộ lọc thông thường và giải điều chế .Tuy nhiên để không có can nhiễu giữa các sóng mang (ICI) cần phải có khoảng bảo vệ khi hiệu quả phổ kém. Giải pháp khắc phục việc hiệu quả phổ kém có khi có khoảng bảo vệ (GUARD PERIOD) là giảm khoảng cách các sóng mang và cho phép phổ của các sóng mang cạnh nhau trùng lắp nhau. Sự trùng lắp này là được phép nếu khoảng cách giữa các sóng mang được chọn chính xác. Khoảng cách này được chọn ứng với trường hợp các sóng mang trực giao với nhau. Đó là phương pháp ghép kênh theo tần số trực giao (OFDM). Thật ra ý tưởng của phương pháp này có từ giữa những năm 1980. Nhưng do lúc đó còn hạn chế về mặt công nghệ (khótạo ra các bộ điều chế và giải điều chế đa sóng mang giá thành thấp theo biến đổi nhanh Fourier (Inverse Fast Fourier Transform- IFFT) nên cho tới nay dựa trên những thành tựu của công nghệ mạch tích hợp. Phương pháp này mới được đưa vào thực tiễn. 4.2. SỰ TRỰC GIAO (ORTHOGONAL) " ORTHOGONAL" chỉ ra rằng có một mối quan hệ toán học chính xác giữa các tấn số của các sóng mang trong hệ thống OFDM. Trong hệ thống FDM thông thường, nhiều sóng mang được cách nhau một khoảng phù hợp để tín hiệu thu có thể nhận lại bằng cách sử dụng các bộ lọc và các bộ giải điều chế thông thường. Trong các máy như vậy, các khoảng bảo vệ cần được dự liệu trước giữa các sóng mang khác nhau và việc đưa các khoảng bảo vệ này làm giảm hiệu quả sử dụng phổ của hệ thống. Tuy nhiên có thể sắp xếp các sóng mang trong OFDM sao cho các dải biên của chúng che phủ lên nhau mà các tín hiệu vẫn có thể thu được chính xác mà không có sự can nhiễu giữa các sóng mang. Muốn được như vậy các sóng mang phải trực giao về mặt toán học. Máy thu hoạt động như các một bộ gồm các bộ giải điều chế, dịch tần mỗi sóng mang xuống mức DC, tín hiệu nhận được lấy tích phân trên một chu kỳ của symbol để phục hồi dữ liệu gốc. Nếu tất cả các sóng mang khác đều được dịch xuống tần số tích phân của sóng mang này (trong một chu kỳ symbo), thì kết quả tính tích phân các sóng mang khác sẽ là zero. Do đó các sóng mang độc lập tuyến tính với nhau (trực giao) nếu khoảng cách giữa các sóng là bội số của 1/ . Bất kỳ sự phi tuyến nào gây ra bởi can nhiễu bởi các sóng mang ICI (Inter- Carrier- interference) cũng làm mất đi tính trực giao. Về mặt toán học, trực giao có nghĩa là các sóng mang được lấy ra từ nhóm trực chuẩn (Orthonmal basis) có tính chất sau: (4.2.1) Như vậy với Ngoài ra có thể biểu diễn trực giao theo hàm phức có tính chất: (2) Khoảng cách giữa 2 sóng mang trực giao cạnh nhau sẽ là . Ở đây dấu * chỉ sự liên hiệp phức. Ví dụ: Nếu tín hiệu là Sin (mx) với m= 1,2…. Thì nó trực giao trong khoảng từ đến . Việc xử lý (điều chế và giải điều chế) tín hiệu OFDM được thực hiện trong miền tần số, bằng cách sử dụng các thuật toán xử lý hiệu số DSP (Digital Signal Processing). Nguyên tắc của tính trực giao thường được sử dụng trong phạm vi DSP. Trong toán học, số hạng trực giao có được từ việc nghiên cứu các vecto. Theo định nghĩa, hai vecto được goii là trực giao với nhau khi chúng vuông góc với nhau (tạo nhau một góc 900) và tích của 2 vecto là bằng 0. Điểm chính ở đây là ý tưởng nhân hai hàm số với nhau, tổng hợp các tích và nhận được kết quả là 0. Đầu tiên ta chú ý đến hàm số thông thường có giá trị trung bình bằng không. (VD giá trị trung bình của hàm sin dưới đây) Nếu cộng bán kỳ dương và bán kỳ âm của dạng sóng sin như dưới đây chúng ta sẽ có kết quả là 0. Quá trình tích phân có thể đựoc xem xét khi tìm ra diện tích dưới dạng đường cong. Do đó diện tích của một sóng sin có thể được viết như sau: Quá trình tích phân có thể được xem xét khi tìm ra diện tích dưới dạng đường cong. Do đó, diện tích cua một sóng sin có thể được viết như sau: Nếu chúng ta nhân và cộng (tích phân) hai dạng sóng sin có tần số khác nhau. Ta nhận thấy quá trình này cũng bằng 0. Biên độ Hình : Tích phân của hai sóng sin khác tần số Điều này gọi là tính trực giao của dạng sóng sin. Nó cho thấy rằng miễn là hai dạng sóng sin không có cùng tần số, thì tích phân của chúng sẽ bằngkhông. Thông tin này là điểm mấu chốt của để hiểu quá trình điều chế OFDM. Nếu hai tích phân khác tấn số thì: Hình : Tích phân của các sóng sin có cùng tần số Nếu hai sóng sin có cùng tần số như nhau thì dạng sóng hợp thành luôn dương, giá trị trung bình của nó luôn khác không . Đây là cơ cấu rất quan trọng cho quá trình giải điều chế OFDM. Các máy thu OFDM biến đổi tín hiệu thu được từ miền tấn số nhờ dùng kỹ thuật xử lý tín hiệu số gọi là biến đổi nhanh Foirier (FFT). Việc giải điều chế chặt chẽ được thực hiện kế tiếp trong miền tần số (digital domain) bằng cách nhân một sóng mang được tạo ra trong máy thu đơn với một sóng mang được tạo ra trong máy thu có cùng chính xác tần số và pha, Sau đó phép tích phân được thực hiện tất cả các sóng mang sẽ về không ngoại trừ sóng mang được nhân, nó được dịch lên trục x, được tách ra hiệu quả và các giá trị symbol của nó khi đó đã được xác định. Toàn bộ quá trình này được lập lại khá nhanh chóng cho mỗi sóng mang, đến khi tất cả các sóng mag đã được giải điều chế. Nhiều lý thuyết chuyển đổi được thực hiện bằng chuỗi trực giao. * Từ phân tích trên ta có thể rút ra kết luận: + Để khắc phục hiện tượng không bằng phẳng của đáp tuyến kênh cần dùng nhiều sóng mang, mỗi sóng mang chỉ chiếm một phần nhỏ băng thông, do vậy bị ảnh hưởng không lớn của đáp tuyến kênh đến dữ liệu nói chung. + Số sóng mang càng nhiều càng tốt nhưng cần phải có khoảng bảo vệ để tránh can nhiễu giữa các sóng mang. Tuy nhiên để tận dụng tốt nhất thì dùng cac sóng mang trực giao, khi đó các sóng mang trực giao có thể trùng lặp nhau mà vẫn không gây can nhiễu. 4.2.1. Mô tả toán học của OFDM Mô tả toán học OFDM là trình bày tín hiệu được tạo ra như thế nào, máy thu vận hành như thế nào và cũng cung cấp một số công cụ để hiểu rõ những tác động không hoàn hảo trong kênh truyền. Phương pháp điều chế OFDM truyền một số lớn sóng mang có dãi thông hẹp được đặt cách nhau chính xác trong miền tần số. Để tránh việc sử dụng một số lượng lớn bộ điều chế và bộ lọc ở máy phát cũng như một số lượng lớn bộ lọc và bộ giải điều chế bổ sung ở máy thu thì phương pháp này phải sử dụng công nghệ xử lý tín hiệu số hiện đại. Trong toán học, mỗi sóng mang được mô tả như một sóng phức: Sc (t) = Ac (t) ej Tín hiệu thực là phần thực của Sc(t). Cả Ac(t)và (t) (Biên độ và pha tương ứng của sóng mang) có thể thay đổi trên mỗi Symbol cơ bản. Đối với điều chế QPSK, biên độ của sóng mang thường bằng 1 và pha sẽ lấy một trong bốn góc phần tư pha của hệ thống điều chế QPSK thông thường. Đối với symbol thứ p, trên khoảng thời gian (p-1), sẽ chiếm một giá trị tập hợp góc 00, 900, 1800, 270. Phương pháp đièu chế OFDM sử dụng rất nhiều sóng mang, vì vậy tín hiệu phức Ss(t) được thể hiện bởi công thức: Trong đó: Tất nhiên, đay là một tín hiệu liên tục. Nếu dạng sóng của mỗi phần tử tín hiệu trên một chu kỳ symbol trên một chu kỳ được xem xét thì các biến số Ac(t) và và nhận các giá trị cố định mà các giá trị này phụ thuộc vào tần số của sóng mang cụ thể đó, và như vậy có thể viết lại như sau Nếu tín hiệu được lấy mẫu với tần số lấy mẫu có giá trị là 1/ T (với T là chu kỳ lấy mẫu), thì tín hiệu hợp thành được thể hiện bởi công thức: (4.2.1) Ở điểm này khoảng thời gian tín hiệu được phân thành N mẫu đã được giới hạn. Nó là thuận lợi để lấy mẫu trong một chu kỳ của một sym bol dữ liệu. Vì thế có mối liên hệ. Nếu bây giờ đơn giản biểu thức (4.2.1) mà không làm mất tính tổng quát bằng cách cho , thì tín hiệu trở thành: (4.2.2) Tiếp theo ta có thể so sánh biểu thức (4.2.2) với dạng tổng quát của biến đổi Fourier ngược: (4.2.3) Trong biẻu thức 4.2.2, hàm số giống như định nghĩa của tín hiệu trong khoảng tần số lấy mẫu và S(kinh tế) là một biểu diễn trong miền thời gian. Biểu thức 4.2.2 và 4.2.3 là tương đương nếu: Đây cũng là điều kiện yêu cầu cho tính trực giao. Do đó kết quả cảu việc bảo toàn tính trực giao là tín hiệu OFDM có thể được xác định bằng cách thủ tục biến đổi Fourier. Các thành phần của một mạng trực giao thì độc lập tuyến tính với nhau. Có thể xem tập hợp các sóng mang phát đi m là một mạng trực giao được cho bởi công thức: (4.2.4) Nếu tập hợp các sóng mang này thật sự trực giao thì mối quan hệ trực giao trong biểu thức (4.2.1) sẽ được biẻu diễn như sau: khi p=q =khi p#q và (b-a)=(4.2.5) (Nhớ rằng p và q là hai số nguyên) Các sóng mang thường tách riêng ra tần số 1/, đạt đến yêu cầu qiu định của tính trực giao thì chúng được tương quan trên một thời đoạn . Nếu tích phân được mở rộng ra cả pha của mỗi sóng mang thì biểu thức (4.2.1)được sửa lại như biểu thức (4.2.5). Đây là sự tính toán cần thiết cho máy thu. Những tín hiệu thì trực giao nếu chúng độc lập với nhau. Sự trực giao là một thuộc tính cho phép truyền tín hiệu một cách hoàn hảo trên một kênh chung và phát hiện chúng mà không có can nhiễu. Việc tổn hao tính trực giao làm sút kém kết quả những tín hiệu thông tin này và giảm phẩm chất thông tin và nhiều sơ đồ ghép kênh trực giao. Ghép kênh theo thời gian (TDM) cho phép đồng nhất cho mỗi tín hiệu thông tin riêng biệt. Trong mỗi khe thời gian chỉ một tín hiệu từ một nguồn đơn thì được, khi truyền ngăn ngừa can nhiễu bất kỳ giữa nhiều nguồn thông tin. Do vậy TDM này trực giao về bản chất. Trong miền tần số, đa số các hệ thống FDM trực giao vì mỗi tín hiệu truyền riêng biệt được để cách ly nhau theo tần số để ngăn ngừa can nhiễu Nếu truyền tín hiệu không phải bằng một sóng mang nhiều sóng mang, mỗi sóng mang tải một phần dự liệu có ích và được trải đều trên cả băng thông tin khi chịu ảnh hưởng xấu của đáp tuyến sẽ chỉ có một phần dữ liệu có ích bị mất , trên cơ sở mà dữ liệu mà các sóng mang khác mang tải có thể khôi phục dữ liệu có ích. Điều này tương đương khi ghép theo tần số (FDM). Do vậy, khi dùng nhiều sóng mang có tốc độ bit nhất, nhiều dữ liệu gốc sẽ được thu chính xác. Để hồi phục dữ liệu đã mất, người ta dùng phương pháp sửa lỗi tiến (FEC-Forward Error Correction). Ở máy thu mỗi sóng mang được tách ra khi dùng các bộ lọc thông thường và giải điều chế. Tuy nhiên để không có can nhiễu giữa các sóng mang(ICI) cần phải có khoảng bảo vệ khi hiệu quả phổ kém Mặc dù những phương pháp này là trực giao thuật ngữ OFDM đã được dành riêng cho một dạng cho một dạng đặc biệt là FDM. Những tải phụ trong OFDM được đặt gần nhau, gần nhất theo lý thuyết trong khi duy trì tính trực giao của chúng. OFDM đạt được trực giao trong miền tần số bởi việc sắp xếp mối một trong các tín hiệu thông tin riêng biệt cho các tải phụ khác nhau. Các tín hiệu OFDM được tạo thành từ tổng các tín hiệu hình sin, mỗi hình sin tương ứng với một tải phụ. Dãy tần số cơ bản của mỗi tải phụ đựơc chọn là số nguyên lần thời gian symbol. Kết quả là tất cả các tải phụ có một số nguyên các chu kỳ trong một symbol. Và chúng trực giao với nhau. 4.2.2. Trực giao miền tần số Cách khác để xem xét tính trực giao của những tín hiệu OFDM là xem phổ của nó. Trong miền tần số mỗi sóng mang thứ cấp OFDM có đáp tuyến tần số sinc (sin (x)/x). Đó là kết quả của thời gian symbol tương ứng với nghịch đảo của khoảng cách sóng mang. Mỗi symbol OFDM được truyền trong một thời gian cố định (TFFT). Thời gian sumbol này tương ứng với nghịch đảo của khoảng cách tải phụ 1/TFFTHZ. Dạng sóng trong hình chữ nhật này trong miên thời gian dẫn đến dáp tuyến tần số sinc trong miền tần số. Dạng sinc có 1 búp chình hẹp, với nhiều búp biên có cường độ giảm dần theo tần số khi đi ra khỏi tần số trung tâm. Mỗi tải phụ có một đỉnh tại tần số trung tâm và một số giá trị không được đặt cân bằng theo các lỗ trống tần số bằng khoảng cách sóng mang. Bản chất trực giao của việc truyền là kết quả của đỉnh của mỗi tải phụ tương ứng với Nulls của các tài phụ khác. Khi tín hiệu này được phát hiện nhờ sử dụng biến đổi Fourier rời rạc (DFT). 4.3. Tạo và thu OFDM Những tín hiệu OFDM được tạo ra trong miền tấnố vì khó tạo ra những bank lớn các bộ dao động và những máy thu khoá pha trong miền tương tự. Hình 4.3.1. là sơ đồ khối của thiết bị đầu cuối OFDM tiêu biểu. Phần máy phát biến đổi dữ liệu số cần truyền, ánh xạ vào biên độ và pha của các tài phụ. Sau đó nó biến đổi biểu diễn phổ của dữ liệu vào trong miền thời gian nhờ sử dụng biến đổi Fourier rời rạc đảo (inverse Discrecte Fourier Tranform). Biến đổi nhanh Fourier đảo (Inverse Fast Fourier Transform) thực hiện cùng một thuật toán như IDTF, ngoại trừ rằng nó tính hiệu quả hơn nhiều và do vậy nó được sử dụng trong tất cả các hệ thống thực tế. Để truyền tín hiệu OFDM tín hiệu miền thời gian được tính toán được phách lên tần số cần thiết. Máy thu thực hiện thuật toán ngược lại với máy phát. Khi dịch tín hiệu RF xuống băng cơ sở để xử lý, sau đó sử dụng biến đổi Fourier nhanh (FFT) để phân tích tín hiệu trong miền tần số. Sau đó biên độ và pha của các tải phụ được chọn ra và chọn biến đổi ngược lại thành dữ liệu số. Biến đổi nhanh Fourier đảo (IFFT) và biến đổi Fourier nhanh (FFT) là hàm bổ sung và thuật ngữ thích hợp nhất được dùng phụ thuộc vào liệu tín hiệu đang được thu hoặc đang được phát. Trong nhiều trường hợp tín hiệu là độc lập với sự phân biệt này nên thuật ngữ FFT và IFFT có thể được sử dụng thay thế cho nhau. Tín hiệu OFDM băng gốc TRANSMITTER Tín hiệu OFDM băng gốc RECEIVER Hình : OFDM transmitter và receiver 4.3.1. Nối tiếp - song song Dữ liệu cần truyền thường có dạng dòng dữ liệu nối tiếp. Trong OFDM, mỗi symbol thường truyền 40 - 4000 bit và do vậy giai đoạn biến đổi song song thành nối tiếp là cần thiết để biến đổi dòng, bit nối tiếp đầu vào thành dữ liệu cần truyền trong mỗi symbol OFDM. Dữ liệu được phân phối cho mỗi symbol phụ thuộc vào sơ đồ điều chế được sử dụng và trên mỗi tải phụ có thể thay đổi và như vậy số bit tải phụ cũng thay đổi. Kết quả là giai đoạn biến đổi nối tiếp thành song song bao hàm việc làm đầy payload của mỗi tải phụ. Tại máy thu quá trình là ngược lại, với dữ liệu từ các tải phụ được biến đổi trở lại thành dòng dữ liệu nối tiếp gốc. Khi sự truyền OFDM xảy ra trong môi trường radio truyền lan đa đường (multipath), fading chọn lọc tần số có thể làm cho những nhóm tải phụ bị suy giảm nghiêm trọng, có thể gây ra các lỗi bit. Các null này trong đáp tuyến tần số của kênh có thể làm cho thông tin trong những sóng mang kế cận dễ bị phá huỷ, tạo thành cụm mỗi bit trong mỗi symbol. Phần lớn các sơ đồ của lỗi tiến (FEC) làm việc có hiệu quả hơn nếu các lỗi được trải rộng ra, hơn là tạo thành bó, và vì vậy để cải thiện chỉ tiêu kỹ thuật phần lớn các hệ thống dùng xáo trộn dữ liệu (scrambing) như một phần của giai đoạn biến đổi nối tiếp thành song song. Điều này khôi phục dãy bit dữ liệu gốc nhưng trải rộng các cụm lỗi bit làm cho chúng được phân bố gần đều theo thời gian. Sự ngẫn nhiên hoá vị trí của các lỗi bit như vậy cải thiện chỉ tiêu kỹ thuật sửa lỗi tiến (FEC) và nhìn chung của cả hệ thống. 4.3.2. Điều chế tải phụ Cữ mỗi lần tải phụ được phân phối bit để truyền, chúng được ánh xạ vào biên độ và pha của tải phụ nhờ dùng sơ đồ điều chế biểu diễn bởi vectơ đồng pha và vuông pha. Hình 4.3.2. ví dụ của ánh xạ điều chế tải phụ. Nó chỉ ra chòm sao 16-QAM, ánh xạ 4 bit cho mỗi symbol. Mỗi kết hợp của dữ liệu tương ứng với 1 vecto duy nhất được chỉ ra như một điểm trên hình vẽ. Một số lớn so đồ điều chế là có sẵn, cho phép thay đổi số bit được truyền trên một sóng mang trên m65t symbol. Điều chế tải phụ có thể sử dụng một bản lookup làm cho nó rất hiệu quả khi thực hiện. Hình 4.3.2 h1 Ví dụ chòm điểm (constellation) điều chế IQ,16-QMA , với mã Gray dữ liệu tới mỗi vị trí. 4.3.3. Điều chế RF Đầu ra của bộ điều chế OFDM là tín hiệu basebank, tín hiệu này phải được dịch (hoặc phách - UpConverte) lên tần số cao để phát đi. Điều này có thể được thực hiện khi dùng kỹ thuật tương tự như ở hình 4.3.3.a hoặc dùng dịch tần số như hình 4.3.3.b. Cả hai kỹ thuật trên đều thực hiện cùng một thuật toán, tuy nhiên kỹ thuật điều chế số có khuynh hướng trở nên chính xác hơn do sự phối hợp được cải thiện giữa xử lý kênh I, Q và độ chính xác pha của bộ điều chế IQ số. 4.3.4. Thuật ngữ nhiễu pha và các vấn đề liên quan để nó. 4.3.4.a. Định nghĩa vấn đề và thuật ngữ. Giả sử có N điểm trong phép biến đổi DFT được sử dụng để tạo ra và giải điều chế tín hiệu OFDM. Do vậy có thể thể có N sóng mang, mặc dù một số sóng mang ở hai biên của phổ sẽ được đặt bằng không trong máy phát để cung cấp băng tần bảo vệ cho việc thực hiện các bộ lọc tương tự dễ dàng hơn. Chúng ta có thể mô tả tín hiệu phát đi như sau: (4.3.4-1) Trong đó: Sk là biên độ phức tạp của sóng mang thứ k; wu là khoảng cách sóng mang (có giá trị 2p/Tu, Tu là chu kỳ symbol tích cực) có đơn vị là rad/s; w0 là tần số góc của sóng mang thứ 0 (chúng ta xử lý nó ở trung tần IF). Chú ý rằng đối với một số giá trị k (tương ứng với các biên của phổ) thì Sk = 0. Trước hết ta khảo sát một máy thu lý tưởng, tức không có nhiễu pha trong dao động nội. Tín hiệu "thu lý tưởng" r (t) chỉ chịut ác động của đáp xung kênh h (t) (Channel Impulse Response). Vì thế ta có thể viết: (4.3.4-2) Trong đó: Hk là đáp ứng tần số phức của kênh ở tần số của sóng mang thứ k. Chúng ta có thể thay thế Hk Sk bằng Rk với Rk là biên độ sóng mang phức "thu lý tưởng" khi không có nhiễu pha. Do đó công thức có thể được viết lại như sau: (4.3.4-3) 4.3.4.b. Giới thiệu về nhiễu pha Trong một máy thu thực tế , tín hiệu thu x 9t) (tại trung tần) chịu tác dodọng của kênh truyền (đáp ứng xung kênh là h(t) và của nhiễu pha j (t) được tạo ra bởi các bộ dao động nội. Vì thế có thể viết: (4.3.4-4) Tại máy thu, chúng ta tương quan tín hiệu (t) này với mỗi dạng sóng mang có thể thực hiện được để xác định các biên độ của sóng mang giải điều chế. Ví dụ sóng mang thứ I ta có công thức sau: (4.3.4-5) Phương thức này mô tả quá trình được sử dụng trong một máy thu giả định với các bộ giải điều chế tương quan tích phân và loại trừ (Correllator / Integrate - and - Dump Demodulators) cho mỗi sóng mang. Các máy thu thực tế sử dụng biến đổi FFT của một biến đổi Fourier rời rạc (bằng cách thay thế thuật toán tích phân bởi sự tích luỹ của nhiễu mẫn rời rạc và kết hợp tất cả "các bộ giải điều chế" trong một thuật toán hiệu quả. Việc phát triển tiếp theo biểu thức (4.3.4-5) cho trường hợp tổng quát là rất khó. Tuy nhiên một cách đơn giản hoá nó là chú ý rằng chúng ta muốn máy thu hoạt động mà không có độ dự phòng của tín hiệu OFDM khi tính tới nhiễu pha của bộ dao động nội. Vì thế chúng ta giả sử rằng góc j (t) luôn luôn nhỏ và có sự gần đúng như nhau: ejj(t) » 1 + j j (t) (4.3.4-6) Biểu thức trên có thể được suy ra từ một tóm tắt đơn giản, nó tương đương với việc chỉ lấy hai số hạng đầu tiên trong khai triển biểu thức sau: ex = 1 + x + + + … (4.3.4-7) Chú ý rằng các quá trình là tuyến tính chúng ta có thể viết biểu thức cho ngõ ra của bộ giải điều chế đối với sóng mang thứ I như sau: = Rl + Yl (4.3.4-8) Số hạng đầu tiên là giá trị thu lý tưởng RI mà ta hy vọng khôi phụ, trong khi số hạng thứ hai YI thể hiện N đóng góp là kết quả sự hiện dienẹ của nhiễu pha j (t). 4.4. Khoảng bảo vệ (GUARA PERIOD) Hình 4.4 h: Khoảng bảo vệ của tín hiệu OFDM Đối với một băng thông hệ thống đã cho tốc độ symbol của tín hiệu OFDM thì thấp hơn nhiều tốc độ symbol của sơ đồ truyền sóng mang đơn. Ví dụ đối với điều chế đơn sóng mang BPSK tốc độ symbol tương ứng với tốc độ bit. Tuy nhiên với OFDM băng thông hệ thống được chia cho Nc tải phụ, tạo thành tốc độ symbol nhỏ hơn Nc lần so với truyền sóng mang đơn. Tốc độ mymbol thấp này làm cho OFDM chịu đựng được tốt với can nhiễu giữa can nhiễu ISI (inter - Symbol interference) gây ra bởi truyền la nhiều đường. Có thể giảm ảnh hưởng ISI tới tín hiệu OFDM bằng các thêm vào khoảng bảo vệ ở trước của mỗi symbol. Khoảng bảo vệ này là bản copy tuần hoàn theo chu kỳ, làm mở rộng chiều dài của dạng sóng symbol. Mỗi tải phụ trong phần dữ liệu của mỗi symbol, có nghĩa là symbol (được sử dụng để tạo tín hiệu) có một số nguyên lần các chu kỳ. Do vậy việc đưa vào các bản copy của symbol nối đuôi nhau tạo thành một tín hiệu liên tục, không có sự gián đoan ở chỗ nối. Như vậy việc sao chép đầu cuối của symbol và đặt nó để đầu vào đã tạo ra một khoảng thời gian symbol dài hơn. 4.4.1. Bảo vệ chống lại OFFSET thời gian Để giải mã tín hiệu OFDM máy thu phải nhận được FFT của mỗi symbol thu được để tìm ra biên độ và pha của các tải phụ. Đối với hệ thống OFDM dùng cùng một tần số lấy mẫu cho cả máy phát và máy thu, hệ thống phải dùng cùng một kích thước FFT cho cả máy thu và tín hiệu phát để duy trì sự trực giao của tải phụ. Mỗi symbol thu được có các mẫu độ dài TG + TFFT do bỏo sung khoảng bảo vệ. Máy thu chỉ cần các mẫu TFFT của symbol thu được để giải mã tín hiệu. Các mẫu TG còn lại là thừa, không cần thiết. Đối với kênh lý tưởng không có mở rộng độ trễ máy thu có thể dò tìm được độ lệch thời gian bất kỳ (lớn nhất là bằng khoảng bảo vệ TG) và vẫn còn đạt dược số các mẫu đúng. Do bản chất tuần hoàn của sự thay đổi khoảng bảo vệ lệch thời gian (time offset) chỉ dẫn đến sự quay pha của tất cả các tải phụ trong tín hiệu. Giá trị quay pha tỉ lệ với số tải phụ. Với tải phụ ở tần số Nyquist thì sự thay đổi là 1800 cho mỗi offset thời gian mẫu. Đã chứng minh rằng offset thời gian được duy trì không đổi từ symbol này tới symbol khác, nên sự quay pha cho offset thời gian có thể được loại bỏ như một phần của cân bằng kênh trong môi trường multipath ISI giảm độ dài của khoảng bảo vệ, dẫn đến lỗi offset thời gian cho phép. 4.4.2. Bảo vệ chống lại ISI Trong tín hiệu OFDM biên độ và pha của tải phụ phải được duy trì không đổi trong chu kỳ symbol để bảo đảm tính trực giao cho mỗi sóng mang. Nếu chúng bị thay đổi có nghĩa là dạng phổ của các tải phụ sẽ không có dạng sinc đúng và như vậy điểm không (Null) sẽ không ở tần số đúng, dẫn đến can nhiễu giữa các sóng mang ICI (inter - Carier Interference). ở biên của symbol biên độ và pha thay đổi bất thình lình tới giá trị mới cần thiết cho symbol dữ liệu tiếp theo. Trong môi trường multipatl ISI gây ra sự trải rộng năng lượng giữa các symbol, dẫn đến sự thay đổi nhanh biên độ và pha của tải phụ ở điểm đầu symbol. Độ dài của những ảnh hưởng thay đổi nhanh tương ứng với sự mở rộng độ trễ của kênh vô tuyến. Tínhiệu thay đổi nhanh là kết quả của mỗi thành phần multipath ở các thời điểm khác nhau một ít, thay đổi vecto tải phụ thu được. Hình 4.2.2.h chỉ ra ảnh hưởng này. Việc đưa vào các khoảng bảo vệ cho phép có thời gian để phần tín hiệu thay đổi nhanh này bị suy hao. Trở lại trạng thái ban đầu, do vậy FFT đựơc lấy từ phần trạng thái đúng của symbol. Điều này loại bỏ ảnh hưởng của ISI. Để khắc phục ISI thì khoảng bảo vệ phải dài hơn sự mở rộng độ trữ của kênh vô tuyến. Các ảnh hưởng còn lại mà multipath gây ra, như thay đổi biên độ và quay pha, thì được sửa bởi cân bằng kênh. Không có multipath Khoảng bảo vệ Kênh có multipath bảo vệ Multipath gây ra phản chu kỳ pha ổn xạ tới ISI dẫn đến định FFT được dịch pha khi có tính trên chu sóng phản xạ tới kỳ này Hình 4.4.2 h2 Chức năng của khoảng bảo vệ chống lại ISI Khoảng bảo vệ chống lại các ảnh hưởng thay đổi nhanh do multipath loại bỏ các ảnh hưởng của ISI. Tuy nhiên trong thực tế các thành phần multipath có khuynh hướng suy giảm chậm theo thời gian, dẫn đến vẫn còn ISI ngay cả khi khoảng bảo vệ tương đối dài được sử dụng. 4.5. Giới hạn băng thông của OFDM và cửa sổ Trong miền thời gian OFDM là tương đương với tổng của sóng mang hình sinc được điều chế. Mỗi symbol nằm trong một khoảng thời gian xác định với hàm cửa sổ hình chữ nhật. Cửa sổ này xác định biên của mỗi symbol OFDM và xác định đáp tuyến tần số được tạo ra. Hình 4.5h là một ví dụ dạng sóng thời gian truyền OFDM khi dùng khoá dịch pha PSK (Phase Shift Keying), biên độ tải phụ là cố định và pha thay đổi từ symbol này với symbol kia để truyền dữ liệu. Pha tải phụ thì không đổi đối với toàn bộ symbol này tới symbol, dẫn đến nhảy bậc pha giữa các symbol. Những thay đổi đột biến này giữa các symbol dẫn đến sự mở rộng trong miền tần số. Hình 4.5 h1 : Phổ tín hiệu OFDM gồm 52 tải phụ không có hạn chế băng thông .Tải phụ DC không được sử dụng làm cho tín hiệu đối xứng xung quanh DC Hình 4.5 h2 : Phổ của tín hiệu OFDM 1536 tải phụ không có hạn chế băng thông. 4.5.1. Lọc băng thông Lọc băng thông được sử dụng khi tín hiệu được biến đổi từ miền tần số thành dạng sóng tương tự và ngược lại để ngăn ngừa sự chồng phổ (aliasing). Trong OFDM lọc băng thông để loại bỏ hiệu quả một số búp sóng trên OFDM. Giá trị loại bỏ búp sóng bên phụ thuộc vào dạng bộ lọc được sử dụng. Nhìn chung lọc số cung cấp độ linh hoạt (flexible) độ chính xác và tỉ lệ cắt (cup off rate) lớn hơn nhiều lọc tương tự, làm cho chúng đặc biệt có ích cho việc hạn chế băng thông tín hiệu OFDM. Hình 4.5.1. ha biểu diễn đáp tuyến tần số của OFDM không lọc. Các hình 4.5.1.hb đến 4.5.1. he là các ví dụ của tín hiệu OFDM được lọc băng thông. Các tín hiệu này được lọc bằng bộ đáp tuyến xung hữu hạn FIR được phát triển khi dùng hương pháp cửa sổ (windowing methode). Do số tải phụ được sử dụng trong các hình vẽ là nhỏ nên có thể thấy roll off của lọc FIR. Trong thực tế việc loại bỏ tất cả các búp sóng bên nhưng tính toán bộ lọc phức tạp và thực hiện thì đắt và nó giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu hiệu dụng SNR (Signal To Noise Rate) của kênh OFDM. Bộ lọc cũng tác động xấu như loại bỏ một phần năng lượng từ các tải phụ ở phía bên ngoài, làm méo dạng tín hiệu và gây can nhiễu giữa các sóng mang ICI, bộ lọc có dạng dốc đứng cho phép tách biệt các khối OFDM để đặt chúng rất gần nhau trong miền tần số cải thiện hiệu quả phổ. Nhưng nó cũng làm giảm tỉ số SNR hiệu dụng do vậy cần tính đến các ảnh hưởng này khi thiết kế hệ thống. Hình 4.5.1 h1 : Phổ của tín hiệu OFDM tải phụ không có hạn chế băng thông. Hình 4.5.1 h2 : Phổ của OFDM có 20 tải phụ có hoặc không có lọc băng thông .Tải phụ trung tâm không được sử dụng. a. Phổ OFDM không có lọc băng thông. Các dạng phổ khác có được khi dùng bộ lọc FIR, được phát triển khi dùng hàm cửa sổ Kaiser. v. Độ rộng của cửa sổ Kaiser là 3 (suy giảm búp sóng bên là 89 dB). Độ rộng quá độ của bộ lọc là 8 khoảng cách tải phụ (Bộ lọc FIR có 24 mắt (Tap). c. Độ rộng của cửa sổ Kaiser là 3 (suy giảm búp sóng bên là 40dB). Độ rộng quá độ của bộ lọc là 2 khoảng cách sóng mang (Bộ lọc FIR 96 tap). d. Độ rộng cửa sổ Kaiser là 1.5 (suy giảm búp sóng bên là 40dB). Độ rộng quá độ của bộ lọc là 8 khoảng cách sóng mang (bộ lọc FIR 12 tap). e. Độ rộng của cửa sổ Kaiser là 1.5 (suy giảm búp sóng bên là 40dB). Độ rộng quá độ khoảng cách sóng mang (Bộ lọc FIR 48 tap). 4.5.2. Độ phức tạp tính toán lọc băng thông FIR. Việc dùng lọc băng thông số là phương pháp rất hiệu quả để loại bỏ các búp sóng bên do tín hiệu OFDM tạo ra. Khó khăn là chi phí tính toán cao. Để thực hiện bộ lọc băng thông FIR số tap cần thiết tương ứng với: (4.5.2-1) ở đây Ntaps là số tap trong bộ lọc FIR, WT là độ rộng quá độ của hàm cửa sổ được dùng để tạo bộ lọc FIR, IFFT là kích thước FFT được sử dụng để tạo tín hiệu và FT là độ rộng quá độ của bộ lọc chuẩn hoá khoảng cách tải phụ. Ceil là phép làm tròn về phía lớn hơn ví dụ ceil (1.1) = 2. Ví dụ để tạo tín hiệu như hình 4.5.1.h (b) cần lọc với bộ lọc 24 tap. Điều này có thể tính từ đặc điểm kỹ thuật tín hiệu. Tín hiệu được tạo ra khi dùng kích thước IFFT là 64, do vậy IFFT = 64. Hàm cửa sổ Kaiser với độ rộng quá độ 3 được sử dụng. Điều này dẫn đến suy giảm dài chặn (stop band) là 89 dB. Công suất búp sóng bên của tín hiệu OFDM không được lọc là -20dBc và sau khi lọc là -109 dBc. Điều này phù hợp với các kết quả trong hình4.5.1b. Độ rộng quá độ của hàm cửa sổ được sử dụng là 3.0 nên số tap cần thiết là: (4.5.2-2) Mỗi tap của bộ lọc FIR yêu cầu hai thuật toán nhân và tích luỹ MAC (Multiply and Accumulate) như kết quả của các mẫu phức và như vậy đối với tần số lấy mẫu 20 Mhz số phép tính sẽ là 20 x 106 x 24 x 2 = 960 triệu MAC. Trong các ứng dụng mà số tap cần thiết trong bộ lọc là lớn (>100) việc thực hiện bộ lọc FIR nhờ dùng FFT có thể hiệu quả hơn. 4.5.3. ảnh hưởng của lọc băng thông tới chỉ tiêu kỹ thuật OFDM. Trong thời gian symbol OFDM có dạng hình chữ nhật, tương ứng với suy giảm dạng sinc trong miền tần số như hình 3-20. Nếu dùng bộ lọc băng thông đến tín hiệu OFDM thì tín hiệu sẽ có dạng hình chữ nhật cả trong miền tần số, làmcho dạng sóng miền thời gian có suy giảm dạng sinc giữa các symbol. Điều này dẫn đến ISI làm giảm chi tiêu kỹ thuật. Có thể loại bỏ ISI do việc lọc gây ra bằng cách dùng khoảng bảo vệ có độ dài đủ và bằng việc chọn lọc offet thời gian để đồng bộ giữa các khoảng bảo vệ, do vậy hầu hết năng lượng ISI bị loại bỏ. Hình 4.5.3.H1 mô tả chi tiêu kỹ thuật mô phỏng của tín hiệu OFDM được lọc băng thông với các độ rộng quá độ khác nhau cho bộ lọc kênh không có nhiễu kênh. Hình vẽ này chỉ ra chỉ tiêu của truyền OFDM ki offset đồng bộ thời gian bị thay đổi, khoảng bảo vệ được sử dụng trong mô phỏng này có cùng độ dài như phần IFFT của symbol. KHoảng bảo vệ rất dài được sử dụng này làm cho hệ thống chịu được ảnh hưởng của offset thời gian trong một khoảng rất rộng của SNR hiệu dụng tính bằng cách trung bình hoá SNR hiệu dụng trên tất cả các tải phụ. Offset thời gian bằng o tương ứng với việc máy thu nhận được FFT ở phần IFFT của tín hiệu phát. Offset thời gian âm tương ứng với việc thu nhận được FFT đúng và một phần của khoảng bảo vệ symbol (Hình 4.5.3.H2). ISI là thấp nhất khi offset thời gian là âm và là một nửa độ dài khoảng bảo vệ. Bộ lọc có đặc tuyến càng dốc bao nhiêu (trong hình vẽ bộ lọc dốc nhất loại bỏ các búp sóng bên xuống thấp hơn - 100dBc trong giới hạn hai khoảng cách sóng mang ) ISI càng dài bấy nhiêu, Khoảng bảo vệ trong thử nghiệm này bằng 50% thời gian symbol toàn phần. Như vậy độ dài khoảng bảo vệ bằng thời gian symbol có ích. Car. cutoff tương ứng với độ rộng quá độ của bộ lọc tính bằng khoảng cách các sóng mang. SNR hiệu dụng của tín hiệu OFDM được lọc băng thông phụ thuộc vào ảnh hưởng của cả ISI và ICI. Hình 4.5.3 SNR hiệu dụng như là hàm của độ lệch thời gian của tín hiệu OFDM gồm 52 tải phụ được lọc băng thông. 4.6. Khoảng bảo vệ COSIN tăng RC (RAISED COSINE GUARD PERIOD) Một trong những phương pháp đơn giản nhất để triệt các búp sóng bên của tín hiệu OFDM là uốn tròn khoảng bảo vệ của tín hiệu OFDM giảm từ từ nó tới không trước symbol tiếp theo. Sự giảm từ từ này làm chuyển dịch trơn tru giữa các symbol dẫn đến giảm công suất các búp sóng bên. Hình 4.6h mô tả một symbol OFDM đơn với khoảng bảo vệ có dạng hình cosin tăng RC. Phần này của khoảng bảo vệ có dạng hình cosine bình phương (cos) do vậy có tên cosine tăng. Phần cosine tăng của khoảng bảo vệ có thể chồng lấp với các symbol trước và sau vì nó chỉ cung cấp sự bảo vệ tối thiểu chống lại muktipath và lỗi thời gian và bị máy thu làm ngơ. Vì phần này làm giảm dần tới không, nêm nó dẫn tới không, nên nó dẫn tới ISI bổ sung tối thiểu. Ưu điểm chính của sự chồng lấp đó là độ dài của phần cosin phần cosin tăng. Có thể là gấp đôi mà không tự gây ra overhead thời gian bổ sung. Hình 4.6 Mô tả các symbol trùng lấp. Hình 4.6 Đường bao của các symbol OFDM với khoảng bảo vệ phẳng và khoảng bảo vệ cosine tăng chồng lấp. 4.7. Ảnh hưởng của nhiễu GAUSS trắng cộng AWGN (ADDITIVE WHITE GAUSIAN NOISE) đến OFEM. Nhiễu tồn tại trong tất cả các hệ thống thông tin trên kênh vật lý tương tự, chẳng hạn như kênh radio. Các nguồn nhiễu chính là nhiễu nhiệt, nhiễu điện trong các bộ khuyếch đại máy thu và can nhiễu giữa tế bào thông tin. Ngoài ra nhiễu còn có thể tạo ra bên trong các hệ thống thông tin như là kết quả của can nhiễu giữa các symbol ISI, can nhiễu giữa các sóng mạng ICI và méo xuyên điều chế IMD (Inter - Modulation Distortion). Các nguồn nhiễu này làm giảm tỉ số tín hiệu/ nhiễu, giới hạn đáng kể hiệu quả phổ của hệ thống trong tất cả các dạng nhiễu là nguyên nhân có hại chính trong hầu hết các hệ thống thông tin vô tuyến. Do vậy việc nghiên cứu các ảnh hưởng của nhiễu đến tỉ lệ lỗi thông tin và một số biện pháp dung hoà giữa các nhiễu và hiệu quả phổ hệ thống là rất quan trọng. Hầu hết các dạng nhiễu trong hệ thống thông tin vô tuyến có thể được mô hình hoá chính xác nhờ dùng dữ liệu Gauss trắng cộng AWGN, nhiễu này có mật độ điều (còn gọ là nhiễu trắng) và có phân bố Gaus về biên độ (được xem như như phân bố chuẩn hoặc đường cong hình vuông). Nhiễu nhiệt và nhiễu điện do sự khuyếch đại, chủ yếu có tính chất của nhiễu Gass trắng, do vậy có thể mô hình hoá chúng chính xác theo AWGN. Hầu hết các nguồn nhiễu khác có tính chất AWGN vì sự truyền là OFDM. Các tín hiệu OFDM có một độ phổ phẳng và phân bố biên độ Gaus vì số tải phụ là lớn, do điều này can nhiễu giữa các tế bào từ hệ thống OFDM khác cũng có tính chất AWGN. Cũng có một lý do như vậy ICI, ISI và IMD cũng có các tính chất AWGN cho các tín hiệu OFDM. 4.7.1. Các sơ đồ điều chế Dữ liệu được truyền trong kết nối OFDM bằng cách dùng sơ đồ điều chế trên mỗi tải phụ. Sơ đồ điều chế là sự ánh xạ cách dữ liệu vào chom sao thực (đồng pha) và phức (vuông pha), được biết như chòm sao IQ (inphase Quadrature). Ví dụ 256 - QAM ( Quadrature Amplitude Modulation) có 256 điểm IQ trong một trùm sao được cấu trúc thành hình vuông với 16 cột đặt cách đều nhau trong trục trực và 16 hàng trong trục ảo. Số bit có thể được truyền khi dùng một Symbol tương ứng với log2 (M) với M là số các điểm trong chòm sao. Do vậy 256 - QAM truyền 8 bit trong một Symbol. Mỗi từ dữ liệu được ánh xạ vào một vị trí IQ duy nhất trong chòm sao. Vecto phức hợp thành I + JQ tương ứng với biên độ và pha argrument (I + JQ) với J = Việc tăng số điểm trong các chòm sao không thay đổi dải thông truyền, do vậy việc dùng sơ đồ điều chế với nhiều điểm trong chòm sao không thay đổi dãi thông truyền do vậy việc dùng sơ đồ điều chế với nhiều điểm chòm sao sẽ cho phép cải thiện hiệu quả phổ (hoặc hiệu suất băng thông). Ví dụ 256 _ QAM cho hiệu quả phổ (lý thuyết) là 8b/s/Hz của BPSK. Tuy nhiên số điểm trong giản đồ chòm sao càng lớn bao nhiêu thì việc giải quyết chúng ở máy thu càng khó bấy nhiêu. Đó là vì do các vị trí IQ được đặt càng gần nhau nên chỉ cần một giá trị nhỏ nhiễu là có thể gây ra lỗi truyền. Điều này dẫn đến sự dung hoà trực tiếp giữa dung sai nhiễu và hiệu quả phổ của sơ đồ điều chế , đã được tổng kết trong lý thuyết thông tin Shanon. Lý thuyết này phát biểu rằng thông tin cực đại của kênh C có băng thông W với công suất tín hiệu S bị xáo trộn bởi nhiễu trắng có công suất trung bình N thì được xác định theo công thức. (4.7.1a) Hiệu quả của kênh là phép số bit được truyền trong một giây trong mỗi Hz băng thông. Do vậy hiệu quả SE được tính theo công thức: (4.7.1b) Ở đây cả tín hiệu nhiễu được tính trên thang tuyến tính, hiệu quả phổ được đo bằng b/s/Hz. 4.7.2. SO SÁNH TRUYỀN OFDM VỚI TRUYỀN SÓNG MANG ĐƠN BER của hệ thống OFDM thì phụ thuộc vào nhiều yếu tố như: Sơ đồ điều chế được sử dụng, giá trị multipath và mức nhiễu trong tín hiệu. Tuy nhiên nếu chúng ta xem xét chỉ tiêu kỹ thuật của OFDM với nhiễu Gauss trắng cộng với AWGN thì chỉ tiêu của OFDM chính xác giống như chỉ tiêu kỹ thuật của hệ thống truyền sóng mang đơn và sóng mang này được điều chế và giữ liệu truyền. Sau đó vecto được phát đi này đựơc cập nhập ở đầu của mỗi symbol đối với truyền thống mang đơn là rất cao. Trong khi đó đối với tín hiệu OFDM tốc độ này thấp hơn N lân với N là số tải phụ được sử dụng. Tốc độ Symbol thấp hơn này cũng làm ÍI thấp đi. Ngoài ra hệ thống OFDM còn dùng khoảng bảo vệ ở đầu mỗi Symbol . Khoảng bảo vệ này loại bỏ ÍI bấy kỳ thấp hơn chiều dài của nó. Nếu khoảng bảo vệ là đủ dài thì tất cả ISI có thể bị loại bỏ. Truyền lan multipath dẫn đến fadinh chọn lọc tần số làm giảm các phụ tải riêng. Do vậy hầu hết các hệ thống OFDM dùng sửa lỗi tiến FCC để có thể khôi phục những tải phụ bị suy giảm nhiều. Trong khi chỉ tiêu kỹ thuật của truyền sóng mang đơn bị suy giảm nhanh khi có multipath. 4.7.3. CÁC GIỚI HẠN ĐIỀU CHẾ CỦA HỆ THỐNG Hầu hết hệ thống thông tin di động hiện nay như GSM, IS - 95 và các hệ thống thế hệ thứ 3 chỉ dùng các sơ đồ điều chế có độ dung sai nhiễu cao như BPSK, QPSK hoặc tương đương, điều này dẫn đến hiệu quả phổ thấp nhưng hệ thống mạnh khoẻ. Các hệ thống này dùng các sơ đồ điều chế cố định do cần đạt SNR cao. Tốc độ symbol của hệ thống sóng mang đơn phải cao nếu muốn có đựơc tốc độ bit cao. Kết quả là hệ thống, ví dụ GSM đòi hỏi cân bằng phức tạp (đến 4 chu kỳ symbol) để khắc phục truyên lan nhiều đường. Các hệ thống GSM được thiết kế để khắc phục độ trễ cực đại tới 15m, tương đương với độ trễ mẫu được thử nghiệm ở khoảng cách truyền từ 30 - 35km. Tốc độ symbol của GSM là 270KHz tương ứng với chu kỳ symbol 3.7, như vậy ISI được gây ra bởi multipath trải dài trên 4 chu kỳ symbol. Điều này có thể phá huỷ hoàn toàn thông tin truyền đi, nhưng nó được khôi phục trong thực tế nhờ dùng cân bằng thích nghi thức. Mặc dù điều này làm việc tốt cho các sơ đồ sử dụng cho các hệ thống GMSK (Gausian Minimum Shift Keying) như đã được sử dụng cho các hệ thống GSM, việc áp dụng nó thành công cho các sơ đồ điều chế cao hơn là khó khăn vì các lỗi sở tại trong cân bằng sẽ gây tỷ lệ lỗi cao. Trong các hệ thống DS-CDMA vấn đề không bị giới hạn chủ yếu cho multipath, mà bởi can nhiễu giữa những người sử dụng. Các hệ thống DS-CDMA tận dụng một thực tế là bằng việc trải rộng thông tin của người dùng trên một băng thông rộng sẽ cho phép nhiều người sử dụng truyền tín hiệu ở cùng một tần số. Mỗi một trong các người sử dụng này trải rộng thông tin bằng một cách nhân nó với một dãy giả ngẫu nhiên tốc độ cao dau nhất PRS (Preudo Random Sequence). Ở máy thu tín hiệu từ mỗi người sử dụng được trích ra bằng cách nhân tín hiệu tới với cùng PRS giống hệt vậy và tích phân trên chu kỳ symbol thông tin. Tuy nhiên quá trình này là không trực giao trong kết nối ngược làm cho các người sử dụng xuất hiện như nhiễu đối với nhau. Thông lượng kênh của hệ thống là cực đại khi số người sử dụng là cực đại, dẫn đến mức nhiễu rất cao, điều này làm cho hệ thống mẫu cần hoạt động với tỷ số năng lượng trong môt jbit/nhiễu ERNR (Energy per Bit to Noise Ratio) là khoảng 5-8 dB sau giải điều chế có hiệu quả phổ cao vì SNR là quá thấp. OFDM thì nó lại khác vì nó giảm thiểu cả hai ảnh hưởng này. Multipath bị giảm thiểu bằng cách dùng tốc độ symbol thấp và dùng khoảng bảo vệ. Cân bằng kênh có thể được thực hiện dễ dàng bằng cách dùng các symbol pilot hoặc các tone pilot. Dạng cân bằng này là chính xác và dẫn đến lỗi tại chỗ cực tiểu, như vậy cho phép SNR trung bình cao. Ngoài ra, những người sử dụng trong OFDM được duy trì trực giao với nhau nhờ dùng ghép kênh theo thời gian hạơc ghép kênh theo tần số đồng bộ, giảm thiểu can nhiễu giữa những người sử dụng. Cả hai ưu điểm này có nghĩa rằng SNR kênh hiệu quả cao có thể được duy trì thậm chí trong môi trường nhiều người sử dụng multipath. Tiềm năng này cho SNR cao có nghĩa rằng các sơ đồ điều chế bậc cao có thể được sử dụng trong các hệ thống OFDM, cho phép cải thiện hiệu quả phổ của hệ thống. Hơn nữa mỗi tải phụ có thể được phân một sơ đồ điều chế khác nhau dựa trên các điều kiện kênh thực tế đó được. Các phép đo này có thể đạt được dễ dàng như một phần của bước kênh cân bằng kênh, cho phép các tải phụ được phân phối động các sơ đồ điều chế dựa trên SNR của mỗi tải phụ. Những sự thay đổi SNR này xuất hiện do can nhiễu, khoảng cách truyền, fading chọn lọc tần số... Kỹ thuật này được biết như điều chế thích nghi. Các tải phụ với SNR thấp có thể được phân phối dùng BPSK (1b/s/Hz) hoặc để không truyền dữ liệu. CÁc tải phụ SNR cao có thể truyền các sơ đồ điều chế cao như 256-QAM (8b/s/Hz), cho phép công suất hệ thống cao hơn. Việc phân phối điều chế linh hoạt trong OFDM cho phép chúng được tối ưu các điều kiện thực tế của địa phương, hơn là dùng sơ độ điều chế thấp để đảm bảo hệ thống hoạt động trong các điều kiện xấu nhất. 4.7.4. Mã Gray Giản đồ IQ chơ sơ đồ điều chế chỉ ra vecto truyền cho tất cả các liên hợp từ dữ liệu. Mỗi liên hợp từ dữ liệu phải được phân phối một vecto IQ duy nhất. Mã Gray là một phương pháp cho sự phân phối này, sao cho các điểm cạnh tranh nhau trong vòm sao chỉ khác nhau một bit đơn. Mã này giúp giảm thiểu tỷ lệ lỗi bit toàn bộ vì nó giảm cơ hội nhiều lỗi bit xảy ra từ một lỗi symbol đơn. Hình Mã Gray cho 16 - PSK. Mã Gray có thể được sử dụng cho tất cả các sơ đồ điều chế PSK (QPSK, 8 - PSK, 16 - PSK...) và QAM (16 - QAM, 256 - QAM...) Decimal Gray Coding Decimal Gray Coding 0 0,0,0,0 8 1,1,0,0 1 0,0,0,1 9 1,1,0,1 2 0,0,1,1 10 1,1,1,1 3 0,0,1,0 11 1,1,1,0 4 0,1,1,0 12 1,0,1,0 5 0,1,1,1 13 1,0,1,1 6 0,1,0,1 14 1,0,0,1 7 0,1,0,0 15 1,0,0,0 Hình 4.7.4h1 Giản dồ IQ của 16 - PSK khi dùng mã Gray. Mỗi vị trí IQ liên tiếp chỉ thay đổi một bit đơn. Hình 4.7.4.h2: Giản đồ IQ cho các dạng điều chế được sử dụng trong mô phỏng OFDM 4.7.5. Điều chế kết hợp Điều chết kết hợp được thực hiện bằng việc truyền các vecto dữ liệu chùm sao IQ với các góc pha tuyệt đối, có nghĩa là nếu BPSK được sử dụng thì 00 và 1800 sẽ được truyền. Ở phía thu thì máy thu phải so sánh góc pha thu được với 00 hoặc 1800. Những sự quay pha và thay đổi tỷ lệ biên độ (quan trọng với QAM) sẽ làm tăng tỷ lệ lỗi hoặc có thể phá huỷ hoàn toàn thông tin. Có thể khắc phục vấn đề này nhờ dùng cân bằng kênh để loại bỏ sự thay đổi tỉ lệ biên đôộcủa kênh trước khi giải điều chế. Có thể do sự quay pha của kênh và thay đổi tỷ lệ biên đôộcủa kênh nhờ dùng symbol pilot và các tone pilot có chứa vecto phát IQ đã biết. Trong kênh tĩnh không có chuyển dịch đáp tuyến kênh sẽ là côốđịnh nên cứ mỗi lần phép đo và sửa được thưự hiện thì dữ liệu sẽ được truyền một cách tin cậy. Tuy nhiên trong hầu hết các ứng dụng kênh vô tuyến là không tĩnh. Khi đó fading chọn lọc tần số sẽ gây ra suy giảm hoàn toàn trong phổ cứ mỗi lần chuyển dịch là xấp xỉ độ dài sóng, làm cho đáp tuyến kênh thay đổi nhanh trong khi di chuyển. Việc thay đổi kênh yêu cầu phải được cập nhật liên tục trong cân bằng kênh, do vậy các symbol pilot và các tone phải được cài sẵn khi truyền. Số tín hiệu pilot càng lớn thì tốc độ thay đổi kênh càng nhanh, tuy nhiên điều này cũng làm giảm hiệu suất sử dụng kênh. 4.7.6. Điều chế pha vi sai Một phương pháp khác cho điều chế tải phụ là gửi dữ liệu vi sai. Thay cho việc gửi các symbol độc lập với nhau, người ta chỉ gửi đi những sai khác giữa các vecto symbol. Khoá dịch pha vi sai DPSK (Differential Phase Shift Keying) là một phương pháp chung nhất cho việc gửi thông tin vi sai. Thay cho việc ánh xạ dữ liệu vào các góc pha tuyệt đối như trong trường hợp điều chế kết hợp. DPSK ánh xạ dữ liệu vào hiệu pha giữa các symbol. Pha được truyền đi tương ứng với tổng tích luỹ của các hiệu pha. Ví dụ đối với QPSK vi sai mỗi symbol truyền 2 bit thông tin tương ứng với 4 hiệu pha khác nhau. Bảng 3,2 (b) chỉ ra giản đồ IQ cho QPSK kết hợp D-QPSK có giản đồ IQ giống hệt ngoại trừ rằng mỗi liên hợp dữ liệu tương ứng với một hiệu pha. Phương pháp rõ ràng nhất để phân phối các liên hợp từ cho các hiệu pha là ánh xạ tuyến tính một liên hợp từ nhị phân cho một hiệu pha tuyến tính như mô tả hình 3.3. Ví dụ nếu dữ liệu cần truyền là {1,0,1,1,0,1 0,1} thì vi sai sẽ là {1800.2700, 00, 900}. Như vậy nếu pha ban đầu là 0 thì pha sẽ được truyền sẽ là: {1800, (1800 + 2700} = 900, (900 + 00) = 900, (900 + 900) = 1800} Trong kênh có nhiều các lỗi pha có thể làm cho pha thu được có thể nằm gần hơn với các liên hiệp hiệu pha sau hoặc trước đó, gây ra lỗi symbol. Số bit lỗi phụ thuộc vào sự ánh xạ từ dữ liệu. Ánh xạ tuyến tính là không tối ưu vì nó bị bao bọc lỗi từ 2700 đến 00, gây ra lỗi bit kép (1,1) đến (0,0). Nhờ dùng mã Gray số lỗi bit có thể bị giảm với giả sử rằng các liên hiệp hiệu pha rất gần với nhau, chỉ khác nhau một bit trong từ dữ liệu. Từ dữ liệu Sai pha (ánh xạ tuyến tính) Sai pha (Mã Gray) 0,0 00 00 0,1 900 900 1,0 1800 2700 1,1 2700 1800 Hình 4.7.6 h1 Ánh xạ pha cho QPSK vi sai. Bảng này chỉ ra hai tuỳ chọn để phân các liên hợp từ dữ liệu cho hiệu pha được truyền đi. Điều chế vi sai có ưu điểm là loại bỏ sự quay pha của kênh loại bỏ sự cần thiết phải cân bằng kênh bổ sung. Hơn nữa, sự theo dõi pha của kênh sẽ được cập nhật hiệu quả ở tốc độ symbol, do vậy có thể theo dõi kênh rất nhanh. Kết quả là điều chế vi sai kết hợp cho thông tin di động. Nhược điểm của điều chế vi sai là có thể sử dụng ít sơ đồ điều chế, đòi hỏi tỉ số tín hiệu/nhiễu cao hơn 3 dB so với điều chế kết hợp. Pha của Symbol đầu ra tương ứng với hiệu pha giữa các symbol hiện tại và trước đó và kết quả là nhiễu symbol được tăng gấp đôi (giảm chỉ tiêu khoảng 3dB) so với nhiễu pha của symbol đơn (như được dùng trong điều chế kết hợp). 4.7.7. Vi sai QAM Các đồ thị biểu diễn BER như là hàm của tỉ số năng lượng trong một bit/nhiễu EBNR (Energy per Bit to Noise Ratio). Đó là phép đo hiệu quả năng lượng của sơ đồ điều chế. Nếu cần có EBNR cao hơn để truyền dữ kiện đối với sơ đồ điều chế đã cho thì có nghĩa là cần nhiều năng lượng hơn để truyền mỗi bit. Các sơ đồ điều chế hiệu quả phổ thấp như BPSK và QPSK đòi hỏi EBNR (Energy per bit to Noise Ratio) thấp và do vậy hiệu quả năng lượng cao hơn. Đối với một hệ thống bị hạn chế về mặt công suát với băng thông không bị giới hạn, có thể đạt dữ liệu cực đại nhờ dùng BPSK hoặc QPSK. Tuy nhiên trong các ứng dụng mà băng thông có sẵn bị hạn chế thì tốt đôộdữ liệu đạt cực đại nhờ dùng các sơ đồ điều chế hiệu quả hơn như 256-QAM. Các giản đồ hình 4.7.7h chỉ ra mối quan hệ BER theo SNR tính từ EBNR. SNR cho mỗi dạng điều chế khi tính tới số bit trong một symbol và do vậy công suất tín hiệu tương ứng với năng lượng/bit nhân với số bit /symbol. Trên thang logarith SNR có thể tính theo EBNR theo công thức: SNR = 10log10 (Nb) + EBNRdB Với SNR tính bằng dB, Nblà số bit /symbol với sơ đồ điều chế đã cho và EBNRdB là EBNR tính bằng bB. Ví dụ đối với 256-PSK số bit/symbol là 8 do đó SNR là 10log 10(8)+EBNR = 40dB thì SNR là 49dB. a)BPSK ,QPSK ,8-QAM , 32-QAM ,64-QAM Chú ý : BPSK và QPSK có cùng hình biểu diễn EBNR Hình 4.7.7 h1 : Các đồ thị biểu diễn BER theo EBNR để chọn lựa các sơ đồ điều chế OFDM .Số tương ứng với mỗi đường chỉ ra sơ đồ điều chế. b) 128-QAM ,256-QAM ,512-QAM ,1025-QAM ,2048-QAM ,4096-QAM c) 8-PSK ,16-PSK , 32-PSK ,64-PSK ,128-PSK ,256-PSK d) D-BPSK ,D-QPSK ,D-16QAM ,D-64QAM ,D-256QAM ,D-1024QAM ,D-4096QAM e. D-8PSK, D-16PSK, D-32PSK, D-64PSK, D-128PSK, D-256 PSK Các đồ thị biểu diễn BER theo EBNR để chọn lựa các sơ đồ điều chế OFDM. Số tương ứng của mỗi đường chỉ ra sơ đồ điều chế. Ví dụ như các số 8,16,32 có nghĩa là D-8PSK, D-16PSK và D-32PSK với D là vi sai. Hình 4.7.7.h2 cho sự so sánh giữa tất cả các sơ đồ điều chế được mô phỏng. Nó chỉ ra SNR cần thiết cho BER cố định là 1.10-5. QAM kết hợp đòi hởi SNR nhỏ nhất, trong khi PSK vi sai là xấu nhất. Nó cũng chỉ ra giới hạn Shannon, biểu diễn SNR thấp nhất có thể đối với hiệu quả phổ khi thông tin không lỗi. Đối với BER đã cho QAM kết hợp xấu hơn giới hạn Shannon khoảng 7.5dB. Đối với QAM SNR cần thiết đối với BER cố định tăng khoảng 3dB đối với mỗi b/s/Hz trong hiệu quả phổ điều này phù hợp với cùng độ dốc như giới hạn Shannon. Trong khi đó với PSK SNR cần thiết tăng khoảng 6bB cho mỗi b/s/Hz bổ sung, có nghĩa là thông lượng kênh của các kỹ thuật điều chế PSK xấp xỉ bằng mộ nửa của QAM với cùng SNR. Hiệu xuất thấp của PSK là do hậu quả không dùng hết không gian vectơ IQ, PSK chỉ dùng góc pha để biến đổi thông tin làm ngơ biên độ. QAM dùng cả biên độ pha để truyền tải thông tin do vậy nó hiệu quả hơn PSK. Hình 4.7.7.h2: SNR cần thiết để duy trì BER < 1.10-5 đối với tất cả các sơ đồ điều chế mô phỏng. Các đồ thị cũng chỉ ra giới hạn Shannon. Chú ý rằng độ dốc của QAM là 3dB trên 1b/s/Hz, trong khi đó đối với PSK là 6dB. 4.8. Ảnh hưởng của méo tới OFDM Tín hiệu OFDM có công suất đỉnh cao so với công suất trung bình của nó và đó là vấn đề phải để ý tới. Khi sóng mang RF được điều chế với tín hiệu OFDM thì điều này sẽ dẫn tới sự thay đổi tương tự của đường bao sóng mang. Từ đó dẫn tới yêu cầu là tín hiệu phải được khuyếch đại và truyền đi trong cách tuyến tính. Việc duy trì độ tuyến tính cao ở mức công suất cao là rất khó khăn, do vậy hầu hết méo trong truyền vô tuyến thường xảy ra trong bộ khuyếch đại công suất của máy phát. Ngoài ra còn có thể có méo bổ sung trong máy thu nếu có được thiết kế không hợp lý. Tuy nhiên nhìn chung việc duy trì mức méo trong máy thu ở mức thấp nhất thì dễ hơn là duy trì nó trong máy phát. Méo trong máy phát gây ra mọi vấn đề trong chuỗi truyền dẫn, vì nó có thể dẫn đến mở rộng phổ, gây can nhiễu cho các hệ thống bên cạnh tần số RF. Do lý do này chỉ cần xem xét ảnh hưởng của méo trong máy phát. Tính phi tuyến trong truyền dẫn, dẫn đến hai sản phẩm méo chủ yếu, méo điều chế tương hỗ IMD (Inter - Modulation Distortion) và các hài. Các hài là các thành phần tần số ở X lần tần số sóng mang RF với X là số nguyên. Ví dụ nếu tần số sóng mang RF với X là số nguyên. Ví dụ nếu tần số sóng mang là 900 Mhz thì các hài sẽ xảy ra ở 1800 Mhz, 2.7 Ghz... có thể dễ dàng loại bỏ các hài nhờ bộ lọc băng thấp tương đối đơn giản ở đầu ra máy phát. IMD gây nhiều vấn đề hơn vì nó dẫn đến các thành phần méo, cả ở trong băng tần và ngoài băng tần nhưng gần với tần số truyền dẫn chính. Các thành phần này là kết quả của sự trộn giữa mỗi thành phần hài của hệ thống, và sự trộn kế tiếp giữa các sản phẩm IMD. CÁc thành phần trong băng tần tạo thành nhiễu cộng với tín hiệu OFDM ở máy thu, làm giảm SNR của hệ thống, thậm chí ngay cả khi không có nguồn nhiễu khác. Các thành phần ngoài băng trải rộng tín hiệu theo tần số, gây can nhiễu với các tín hiệu thông tin vô tuyến khác trong các băng tần bên cạnh. Thậm chí nếu tín hiệu được hạn chế băng thông hoàn thiện trước khi đưa tới bộ khuyếch đại công suất máy phát, mở rộng phổ sẽ xảy ra nếu bộ khuyếch đại công suất, tuy nhiên sự giảm này là không nhiều vì các bộ lọc băng thông hoạt động ở tần số RF thường có đặt tuyến không thật tốt. Hình 4.8h1: Ảnh hưởng của méo do 2 tín hiệu tone (gồm các hài và IDM) Để giảm méo phi tuyến phải chọn điểm làm việc phù hợp trong dặc tuyến vào ra của bộ khuyếch đại công suất back off OBO (Output power back off). Trong truyền dẫn OFDM dùng điều chế QPSK OBO là khoảng 2-3 bB vì QPSK là sơ đồ điều chế rất mạnh khoẻ, chống lại được ảnh hưởng của méo. Các sơ đồ điều ché có hiệu suất băng thông cao hơn (ví dụ 16 QAM, 256-QAM...) nhạy cảm hơn với méo ì chúng yêu cầu SNR ì chúng yêu cầu SNR hiệu dụng cao hơn. Ví d5 16-QAM OBO là 16 dB, với 64-QAM là khoảng 10dB. 4.8.1. Mô hình hoá méo Méo là do tính phi tuyến của hệ thống. Nó cũng phụ thuộc vào dạng sóng của tín hiệu và mức công suất của nó. Tín hiệu có tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình cao sẽ có chiều hướng có các đỉnh hoạt động gần phạm vi cực đại của bộ khuyếch đại hơn sóng hình sinc, với cùng một công suất trung bình. Giá trị méo phụ thuộc vào phân bố đường bao tín hiệu cũng như dạng phi tuyến của bộ khuyếch đại. Do vậy việc so sánh phân tích méo của một dạng tín hiệu so với một dạng khác là một việc khó. Có một cách để giảm ảnh hưởng của méo phi tuyến trong bộ khuyếch đại công suất máy là dùng tiền méo (predistorsion) có nghĩa là làm méo tín hiệu trước khi đưa vào bộ khuyếch đại công suất theo cách sao cho triệt méo do bộ khuyếch đại gây ra. Tiền méo bằng việc thay đổi baseband bằng việc thay đổi biên độ và pha của dạng sóng thời gian. Dạng tiền méo chung nhất phản hồi từ đầu ra bộ khuyếch đại công suất. Tuy nhiên nó không thể ngăn ngừa méo do sự xén bớt (hoặc cắt: clipping) tín hiệu ở các mức công suất cao, do công suất đỉnh bị giới hạn của bộ khuyếch đại thực tế bất kỳ. Hình 4.8.1 h là mô hình hoá méo đầu ra, đầu vào. Đó là một mô hình tuyến tính toàn diện của một bộ khuyếch đại có công suất giới hạn. Ta thấy có sự cắt công suất tín hiệu, do vậy gây ra méo. Hình 4.8.1h: Đồ thị đầu ra/đầu vào. Đó là một mô hình tuyến tính toàn diện của bộ khuyếch đại có công suất giới hạn. Một phương pháp để đánh giá việc dùng hiệu quả phổ khuyếch đại công suất đầu ra là back off công suất ra OBO, được định nghĩa như: Với Psat là công suất bảo hoà của bộ khuyếch đại và P0 là công suất tín hiệu đầu ra trung bình. Thường mong muốn hoạt động ở OBO thấp để có thể dùng công suất ra cao. Tuy nhiên điều này có thể dẫn đến méo quá mức làm giảm tín hiệu và tăng sự mở rộng phổ. OBO được đo dựa trên công suất trung bình của tín hiệu sau khi cắt, làm cho việc xác định trực tiếp giá trị cắt cần thiết cần áp dụng cho tín hiệu đầu vào là khó khăn. Giá trị cắt cần thiết thay đổi phụ thuộc vào phân bố biên độ tín hiệu. Để khắc phục, cần dùng igải pháp đo nhiều lần và tính giá trị trung bình đáp ứng OBO yêu cầu. Đối với các bộ khuyếch đại thực tế chỉ tiêu kỹ thuật của hệ thống bị giảm thậm chí trước khi công suất tín hiệu đạt mức công suất cắt. 4.8.2. Mở rộng phổ do cắt méo Hình 4.8.2.h1: Phổ của tín hiệu OFDM cắt méo. Tín hiệu OFDM có 100 tải phụ, có băng thông giới hạn khi dùng lọc FIR trước khi méo được áp dụng. Tín hiệu OFDM được lọc bằng thông bởi bộ lọc FIR trước khi cắt méo. Điều này được làm để loại bỏ các búp sóng biên OFDM sao cho có thể dễ dàng nhìn thấy mở rộng phổ do cắt méo gây ra. Can nhiễu ngoài băng tăng khi OBO giảm, dẫn đến nhiễu ngoài băng đáng kể đối với OBO thấp hơn 8dB. Cũng có thể thấy rằng can nhiễu ngoài băng giảm chậm khi cách xa khỏi tần số trung tâm hình 4.8.2 h2 biểu diễn sự gia tăng mở rộng phổ đối với tín hiệu OFDM có 100 tải phụ (hay 100% băng thông hệ thống). Kết quả thứ hai là cách 200 khoảng cách tải phụ (hay 25% hệ thống). Nhiều thử nghiệm khác đã được làm để tìm ra ảnh hưởng của sự thay đổi số tải phụ. Các thử nghiệm đó cũng đã chứng tỏ rằng các kết quả đó hầu như phụ thuộc vào số tải phụ của hệ thống. Hình 4.8.2.h2: Sự gia tăng mở rộng phổ như hàm của OBO. Méo này được gây ra do cắt tín hiệu. 4.8.3. SNR hiệu dụng từ cắt méo Hình 4.8.3.1. Mô tả SNR hiệu dụng của truyền dẫn OFDM có cắt méo. Số sóng mang có ảnh hưởng tương đối nhỏ tới các kết quả. Các nghiên cứu khác cũng chỉ ra rằng ảnh hưởng của cắt méo hầu như không phụ thuộc vào số tải phụ trong tín hiệu OFDM. Hình 4.8.3 SNR hiệu dụng của truyền dẫn OFDM theo OBO với 8,64 và 512 tải phụ. 4.9. Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ thời gian OFDM chịu được các lỗi thời gian vì có bảo vệ giữa các khoảng Symbol. Đối với kênh không có multipath, lỗi lệch thời gian có thể bằng độ dài khoảng bảo vệ mà không làm mất tính trực giao, chỉ có sự quay pha trong các tải phụ. Sự quay pha được sửa như một cần bằng kênh do vậy không dẫn đến suy giảm chỉ tiêu kỹ thuật vì một phần của symbol mà biến đổi nhanh của Fourier FFT được áp dụng sẽ chứa một phần symbol bên cạnh dẫn đến can nhiễu giữa các symbol. Hình 4.9 mô tả SNR hiệu dụng của OFDM như là hàm của lỗi lệch thời gian. Điểm không về thời gian được tính so với phần FFT của Symbol. Độ lệch thời gian dương dẫn đến một phần của symbol tiếp theo nằm trong FFT. Do khoảng bảo vệ là sự mở rộng tuần hoàn của Symbol nên sẽ không có ISI. Trong kênh phân tập độ dài khoảng bảo vệ bị giảm bởi độ trễ của kênh, dẫn đến giảm tương ứng lỗi lệch thời gian cho phép. Gốc thời gian tính từ điểm phần đầu FFT của Symbol, ngay sau khoảng bảo vệ. Lỗi thời gian dương có nghĩa rằng FFT trong máy thu nhận một phần của symbol tiếp theo; lỗi thời gian âm có nghĩa là máy thu nhận được khoảng bảo vệ. Hình 4.9h: SNR hiệu dụng của tín hiệu OFDM với lỗi lệch thời gian khi dùng khoảng bảo vệ là 40 mẫu. 4.10. Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ tần số OFDM thì nhạy cảm với sự lệch tần số là ảnh hưởng tới chỉ tiêu kỹ thuật. Việc giả điều chế tín hiệu OFDM có lệch tần có thể dẫn tới tỉ lệ lỗi bit cao. Điều này gây ra bởi mất tính trực giao tải phụ dẫn tới can nhiễu giữa các sóng mang ICI (inter-Carrier Interference) và chậm sửa quay pha các vecto dữ liệu thu được. Các lỗi tần số thường xảy ra do hai nguyên nhân chính. Đó là các lỗi của bộ dao động tại chỗ và tần số Doppler. Sự sai khác bất kỳ về tần số của bộ dao động nội máy phát và máy thu sẽ dẫn đến độ lệch về tần số, tuy nhiên các lỗi tại chỗ làm cho chỉ tiêu kỹ thuật hệ thống giảm. Sự dịch chuyển máy phát so với máy thu dẫn tới độ dịch Doppler trong tín hiệu. Điều này xuất hiện như độ lệch tần số cho truyền trong không gian tự do. Độ lệch này như một phần của bù bộ dao động tại chỗ. Một vấn đề khó khăn hơn là sự mở rộng Doppler do sự dịch chuyển của máy phát hoặc máy thu trong môi trường multipath. Sự mở rộng Doppler được gây ra bởi tốc độ tương đối khác nhau cảu mỗi một trong các thành phần multipath bị phản xạ, làm cho tín hiệu bị điều chế theo tần số. Sự điều chế FM trên các tải phụ có khuynh hướng ngẫu nhiên vì một số lớn phản xạ multipath xảy ra trong các môi trường điển hình. Việc bù mở rộng Doppler này là khó, dẫn đến giảm tín hiệu. Hình 4.10h mô tả ảnh hưởng của lỗi tần số SNR hiệu dụng của OFDM khi dùng điều chế QAM kết hợp. Một độ lệch tần số bất kỳ dẫn đến sự quay pha liên tục tất cả các vectơ tải phụ thu được. Độ lệch tần càng lớn thì sự quay pha càng lớn. Nếu đặc trưng kênh chỉ được thực hiện ở đầu của mỗi frame thì các lỗi tần số không được giải quyết sẽ dẫn tới giảm chỉ tiêu kỹ thuật theo thời gian. Symbol đầu tiên sau khi bù kênh sẽ có SNR hiệu dụng cực đại, SNR hiệu dụng sẽ bị giảm đi ở cuối frame. Hình vẽ cũng chỉ ra SNR hiệu dụng của symbol thứ nhất, thứ 4, thứ 16, thứ 64 khi chỉ có bù kênh ở đầu của frame. Chỉ tiêu kỹ thuật của điều chế vi sai sẽ tương tự với SNR của symbol đầu tiên, vì sự quay pha sẽ được sửa cho mỗi symbol. Hình 4.10.h: SNR hiệu dụng cho QAM kết hợp có lệch tần số. SNR hiệu dụng cho các symbol thứ nhất, thứ 4, thứ 16 và thứ 64 với cân bằng kênh chỉ ở đầu frame. Đã có nhiều kỹ thuật được phát triển để đo và theo dõi độ lệch tần số. CÁc tài liệu cũng nói rằng độ chính xác tàn số phải được duy trì trong giới hạn 2-4% để phòng ngừa tổn hao chỉ tiêu đáng kể. Trong môi trường di động nhiều người sử dụng vấn đề còn xấu hơn nữa vì sự truyền từ mỗi người sử dụng có thể có độ lệch tần số khác nhau. Nếu mọi người được đồng bộ tốt với trạm gốc thì vẫn có độ lệch tàn số với nhau đáng kể đối với họ do độ lệch Doppler. Độ lệch tần trong kết nối OFDM một người sử dụng không phải là vấn đề quan trọng vì nó có thể được bù với sự gia tăng tối thiểu độ phức tạp của máy thu. Tuy nhiên trong trường hợp nhiều người sử dụng không có cách dễ dàng để sửa chữa các lỗi tần số. PhẦn 2: Ứng dỤng cỦa điỀu chẾ OFDM trong kỸ thuẬt viỄn thông I.1. Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM Như đã trình bày ta thấy OFDM là một công nghệ điều chế vô tuyến khác với CDMA. Nó có thể vượt qua CDMA về mặt dung lượng và cung cấp phương pháp truy nhập vô tuyến cho hệ thống 4G. OFDM là sơ đồ điều chế cho phép dữ liệu số được truyền hiệu quả và tin cậy qua kênh vô tuyến, thậm chí trong môi trường multipath. OFDM truyền dữ liệu bằng cách dùng một số lớn các sóng mang dãi hẹp. CÁc sóng mang này được đặt cách nhau đều đặn theo tần số, tạo thành một khối phổ. Khoảng cách tần số và đồng bộ thời gian của các sóng mang được chọn sao cho chúng là trực giao nghĩa là chúng không can nhiễu (interference) với nhau, mặc dù có thể chồng lấp nhau trong miền tần số. Tên gọi "OFDM" được rút ra từ yếu tố là dữ liệu số được gửi đi khi dùng nhiều sóng mang, mỗi cái có tần số khác nhau (Ghép kênh theo tần số FDM) và các sóng mang này trực giao với nhau, vì vậy tạo thành OFDM. Dưới đây là một số ứng dụng của OFDM. 5.1.1. Quảng bá Audio số DAB (DIGITAL AUDIO BROADCASTING) DAB là hệ thống thương mại đầu tiên dùng công nghệ OFDM. Nó được phát triển đầu tiên vào năm 1987 và các dịch vụ DAB đã được bắt đầu thực hiện ở Anh và Thuỵ Điển vào năm 1995. DAB là sự thay thế cho quảng bá audio FM bằng cách cung cấp các dịch vụ thông tin và audio số chất lượng cao. OFDM được sử dụng cho DAB vì nó chịu đựng được sự lan truyền nhiều đường. Các hệ thống quảng bá thường hoạt động với khoảng cách truyền rất bài (20-100km). Hậu quả là multipath là vấn đề chủ yếu vì nó gây ra hiện tượng chồng tiếng (Ghoshting) khi truyền. Hiện tượng này gây can nhiễu giữa các symbol ISI làm nhoè tín hiệu miền thời gian. Đối với sóng mang đơn thường có thể giảm bước ảnh hưởng của ISI làm nhờ dùng cân bằng thích nghi. Quá trình này dùng lọc thích nghi để tiêm cận hoá đáp tuyến xung của kênh vô tuyến. Sau đó một bộ lọc có đáp tuyến ngược với đáp tuyến kênh được sử dụng để bù lại các bản sao bị nhoè của bit symbol. Tuy nhiên quá trình này thì phức tạp và chậm do thời gian bám (locking time) của bộ cân bằng thích nghi. Hơn nữa việc cân bằng các tín hiệu chịu ISI lớn hơn vài lần chu kỳ symbol là khó thực hiện. OFDM khắc phục ảnh hưởng multipath bằng cách chia nhỏ tín hiệu cho nhiều sóng mang dải hẹp. Điều này dẫn đến tốc độ symbol thấp hơn giảm giá trị với ISI. Ngoài ra, khoảng bảo vệ được bổ sung ở vào đầu của mỗi symbol, loại bỏ ảnh hưởng của ISI cho các tín hiệu multipath bị trễ nhỏ khoảng bảo vệ. Sự chịu đựng cao với multipath làm cho OFDM thích hợp hơn với truyền dữ liệu tốc độ cao trong môi trường mặt đất so với truyền sóng mang đơn. Tham số Mode truyền I II III IV Băng thông 1.536Mhz 1.536Mhz 1.536Mhz 1.536Mhz Điều chế DQPSK DQPSK DQPSK DQPSK Dải tần số (Thu di động) Số tải phụ 1536 384 192 768 Độ rộng symbol 1000mS 250mS 125m 500mS Khoảng bảo vệ 246mS 62mS 31mS 123mS Độ rộng symbol toàn phần 1246mS 312mS 156mS 623mS Khoảng cách lớn nhất giữa máy phát trong mạng tần số SFN 96km 24km 12km 48km Bảng 5.1.1. Các tham số truyền DAB cho mỗi made truyền Bảng 5.1.1. Biểu diễn các tham số hệ thống của DAB. DAB có bốn mode truyền. Tần số phát, tốc độ máy thu và độ chịu đựng multipath cần thiết, tất cả xác định mode truyền thích hợp nhất cần sử dụng. Độ lệch Doppler có thể bị gây ra bởi sự thay đổi nhanh trong đáp tuyến kênh do sự chuyển dịch của máy thu trong môi trường multipath. Nó dẫn đến điều chế tần số ngẫu nhiên trong các tải phụ OFDM, làm giảm tín hiệu. Giá trị độ lệch Doppler tỉ lệ với tần số truyền và tốc độ dịch chuyển. Các tải phụ được đặt càng gần nhau bao nhiêu, tín hiệu OFDM càng nhạy cảm với độ lệch Doppler bấy nhiêu. Do vậy các Mode truyền khác nhau trong DAB cho phép dung hòa giữa giá trị bảo vệ multipath (độ dài khoảng bảo vệ) và độ dung sai độ lệch Doppler. Độ dung sai Mutipath cao của OFDM cho phép dùng mạng đơn thuần SFN (Single Frequency Network). Mạng này dùng các Repeater truyền để cung cấp vùng phủ sóng hoàn thiện và hiệu quả phổ. Đối với quảng bá FM truyền thống. Các thành phố cạnh nhau phải dùng các tần số RF khác nhau thậm chí cho cùng một trạm vô tuyến để phòng ngừa multipath gây ra bởi sự quảng bá cùng một tín hiệu từ một miền phủ sóng cần thiết là có thể, loại bỏ nhau cần phải có các tần số khác nhau được sử dụng trong miền cạnh nhau. Công suất dữ liệu của DAB thay đổi từ 0.6 - 0.8Mb/s phụ thuộc vào giá trị sửa lỗi tiến FEC (Forward Error Correction) được áp dụng. Payload dữ liệu này cho phép quảng bá nhiều kênh như một phần của khối truyền dẫn. Số kênh Audio là thay đổi phụ thuộc vào chất lượng Audio và giá trị FEC được sử dụng để bảo vệ tín hiệu. Đối với Audio chất lượng thoại (24kb/s) thì tới 64 kênh audio có thể được cung cấp, trong khi đối với audio chất lượng CD (256kb/s) với bảo vệ cực đại ba kênh là có thể. 5.1.2. Quảng bá video số DVB (DIGITAL VIDEO BROADCASTING) Việc phát triển các tiêu chuẩn dVB được khởi đầu vào năm 1993. DVB là sơ đồ truyền, dựa trên tiêu chuẩn MPEG-2, là một phương pháp phân phối từ một điểm tới nhiều điểm video và audio số chất lượng cao có nén. Nó là sự thay thế có tăng cường tiêu chuẩn quảng bá truyền hình tương tự vì DVB cung cấp phương thức truyền dẫn linh hoạt để phân phối video, audio và các dịch vụ dữ liệu. Các tiêu chuẩn DVB xác định rõ cơ cấu phân phối cho một phạm vi rộng các ứng dụng, bao gồm truyền hình vệ tinh (DVB-S), các hệ thống cáp (DVB-C) và truyền mặt đất (DVB-T). Lớp vật lý của mỗi một trong các tiêu chuẩn này được tối ưu cho kênh truyền đang được sử dụng. Quảng bá vệ tinh dùng truyền sóng mang đơn với điều chế QPSK. Chúng là tối ưu cho ứng dụng này vì sóng mang đơn cho phép độ dịch Doppler lớn, QPSK cho phép hiệu suất năng lượng cực đại. Tuy nhiên phương pháp truyền này không thích hợp cho truyền mặt đất vì multipath làm giảm nghiêm trọng chỉ tiêu kỹ thuật của truyền sóng mang đơn tốc độ cao. Vì lý do này, OFDM đã được sử dụng cho tiêu chuẩn truyền hình mặt đất DVB-T. Lớp vật lý DVB-T thì tương tự với DAB, trong đó truyền OFDM dùng một số lớn các tải phụ để làm ảnh hưởng cảu multipath. DVB-T cho phép hai mode truyền phụ thuộc vào số sóng mang được sử dụng. Tham số Mode 2k Mode 8k Số tải phụ 1705 6817 Độ rộng Symbol có ích (Tu) 896mS 224mS Khoảng cách sóng mang (1/Tu) 1116 Hz 4464 Mhz Băng thông 7.61 Mhz 7.61 Mhz Bảng 5.1.2. Mô tả các tham số cơ bản của hai mode này. Quảng bá vệ tinh dùng truyền sóng mang đơn với điều chế QPSK. Chúng là tối ưu cho ứng dụng này vì sóng mang đơn cho phép độ dịch Doppler lớn, QPSK cho phép hiệu suất năng lượng cực đại. Tuy nhiên phương pháp truyền này không thích hợp cho truyền mặt đất vì multipath làm giảm nghiêm trọng chỉ tiêu kỹ thuật của truyền sóng mang đơn tốc độ cao. Vì lý do này, OFDM đã được sử dụng cho tiêu chuẩn truyền hình mặt đất DVB-T. Lớp vật lý của DVB-T thì tương tự với dAB, trong đó truyền OFDM dùng một số lớn các tải phụ để làm giảm ảnh hưởng của multipath. DVB-T cho phép hai mode truyền phụ thuộc vào số sóng mang được sử dụng. Sự khác nhau cơ bản giữa DVB-T và DAB là băng thông rộng hơn được sử dụng và dùng các sơ đồ điều chế cao hơn để đạt được công suất dữ liệu cao hơn. DVB - T cho phép ba sơ dồ điều chế tải phụ: QPSK, 16_QAM và 64 QAM là một phạm vi rộng các độ dài khoảng bảo vệ và tỉ lệ mã. Điều này cho phép tính mạnh khoẻ của kết nối truyền được dung hoà ở giá đắt của thông lượng kết nối. Bảng 5.1.2.b chỉ ra tốc độ dữ liệu và tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR cần thiết cho một số liên hợp truyền. DVB-T là kết nối không thuận nghịch do bản chất quảng bá của nó. Như vậy sự lựa chọn bất kỳ về tốc độ dữ liệu theo tính mạnh khoẻ thì ảnh hưởng tới tất cả các máy thu. Nếu mục đích hệ thống là đạt độ tin cậy cao thì tốc độ dữ liệu phải thấp hơn để đáp ứng các điều kiện của máy thu xấu nhất. Ảnh hưởng này hạn chế ích lợi của bản chất linh hoạt tiêu chuẩn. Điều chếtải phụ Tỉ lệ mã SNR cho BER = 2x10-4 sauviterbi (DB) Tốc độ bit (Mb/s)Khoảng bảo vệ Kênh Gauss Kênh Rayleigh QPSK 1/2 3.1 5.4 4.98 6.03 QPSK 7/8 7.7 16.3 8.71 10.56 16-QAM 1/2 8.8 11.2 9.95 12.06 16-QAM 7/8 13.9 22.8 17.42 21.11 64-QAM 1/2 14.4 16.0 14.93 18.10 64-QAM 7/8 20.1 27.9 26.13 31.67 Bảng 5.1.2.b: Tỉ số tín hiệu/nhiễu cần thiết và tốc độ bit net để chọn lọc các liên hợp điều chế cho mã DVB I.2. Tiêu chuẩn OFDM DVB-T OFDM DVB-T là tiêu chuẩn phát sóng truyền hình số mặt đất được tổ chức DVB (Digital Video Broadcasting) của Châu Âu đưa ra vào năm 1997. Hiện nay tiêu chuẩn này đã được hầu hết các nước Châu Âu và nhiều nước khác trên thế giới thừa nhận. Năm 2001 Đài truyền hình Việt Nam đã quyết định chọn nó làm tiêu chuẩn để phát sóng truyền hình mặt đất cho Việt Nam trong những năm tới. A. Phân chia kênh truyền cả thời gian lẫn tần số: - Miền tần số được phân thành một tập hợp "Các băng tần con" (Các dãi tần hẹp Frequency Sub-band). Miền thời gian được phân thành một tập hợp "Các khoảng thời gian nhỏ" gần kề nhau (time segment). Mỗi phần tần số /thời gian được sử dụng để tải một sóng mang con riêng (tải phụ carrier). I. Các tải phụ này trực giao để tránh can nhiễu giữa các sóng mang (khoảng cách tần số trực giao là 1/Tu với Tu là chu kỳ symbol có ích). Trong mỗi chu kỳ thời gian các tải phụ điều chế với vài bit dữ liệu đã mã hóa. Số bit được truyền phụ thuộc vào loại điều chế được sử dụng (ví dụ như 2 bit với 4 QAM, $bit với 16QAM, 6 bit với 16 QAM...) tập hợp các tải phụ trong một khoảng thời gian được gọi là một symbol OFDM...). II. ĐẶt vào khoảng bảo vệ để giải quyết can nhiễu giữa các symbol. Để triệt sóng phản xạ từ xa thì độ dài khoảng bảo vệ càng lớn càng tốt vì khoảng bảo vệ có thể tính theo công thức: D = C.Tg Với Tg là độ dài khoảng bảo vệ (mS) C là tốc độ ánh sáng Ví dụ trong model 8K, chu kỳ symbol có ích Tu = 896mS, độ dài lớn nhất của khoảng bảo vệ là Tg = Tu/4 = 224mS tương ứng với khoảng cách phản xạ lớn nhất: d = c.Tg = 3.108x224.106 = 67.200m » 67,2km Tuy nhiên khoảng bảo vệ lớn làm khoảng thời gian dành cho tín hiệu có ích bị giảm, giảm dung lượng truyền tín hiệu có ích của kênh. Trong chu kỳ bảo vệ, máy thu làm ngơ tín hiệu thu được: chu kỳ thời gian này làm tổ hợp OFDM hiện đại (tín hiệu chính) các tín hiệu phản xạ bị giữ chậm của OFDM trước đó. Vì các mã bảo hiểm lỗi thông thường không có khả năng sửa các lỗi bit dài (các bust lỗi) người ta thực hiện việc chèn theo tần số (Frequency interleaving). Các bit không được ánh xạ vào các sóng mang theo thứ tự tuần tự mà được xáo trộn theo một trình tự xác định. Nhờ vậy nếu có lỗi thì các thông tin về một tín hiệu không bị mất nhiều mà chỉ mất một phần. Máy thu sẽ khôi phục lại tin nhờ phần còn lại của nó sau khi giải xáo trộn. Như vậy trong tiêu chuẩn DVB-T OFDM, việc chèn cả trong miền thời gian và tần số. Điều này cũng tương tự như việc: để giải quyết fading tần số xảy ra trên các tần số phụ cạnh nhau, người ta trải rộng các bit dữ liệu cạnh nhau trên các tải con cách xa nhau. Trình tự điều chế OFDM này được thực hiện như miêu tả trong tiêu chuẩn DVB-T. CÁc kênh tần số độ rộng 6,7 hoặc 8Mhz được sử dụng để quảng bá tín hiệu truyền hình đều có thể áp dụng tiêu chuẩn này. III. Cài vào tín hiệu phụ để máy thu có thể giải điều chế đúng, người ta phát các tải phụ gọi là các pilot, được phát cách đều nhau, theo một trình tự nhất định với biên độ lớn hơn thông thường. Chúng còn được gọi là các dấu đồng bộ kênh hoặc các pilot. * Có các loại tín hiệu phụ sau: * Các tải phụ TPS (transmission parameter signalling) là các thông tin điều khiển, có một bit TPS trong một symbol OFDM. Một khối TPS (tương ứng một Frame OFDM gồm 68 symbol OFDM) chứa 68 bit được xác định như sau: + 1 bit khở đầu + 16 bit đồng bộ + 37 bit thông tin + 14 bit dư cho bảo hiểm lỗi Trong số 37 bit thông tin, 23 bit đã được sử dụng còn 14 bit dùng cho tương lai (phải đặt bằng không). TPS mang thông tin về: + Điều chế, gồm giá trị của giản đồ chòm sao QAM. + Thông tin đã mã hoá theo lớp + Khoảng bảo vệ (hỗ trợ ban đầu cho máy thu) + Tỉ lệ mã trong + Mode truyền (2K hoặc 8K, hỗ trợ ban đầu cho máy thu) + SỐ frame trong super - frame 9 khi truyền trong mạng (SFN). * Các tín hiệu pilot cần cho quá trình giải điều chế kết hợp QAM. Tín hiệu pilot được truyền theo thời gian và tần số trong tín hiệu OFDM (biên độ và pha đã biết, không phải ngẫu nhiên). Có hai loại pilot: + Pilot liên tục được truyền ngẫu nhiên trong từng symbol OFDM và được tải bởi các tải phụ có trong tất cả các symbol. Nó được dùng để đồng bộ và đánh giá lỗi pha. + Pilot được phân tán được truyền đều theo thời gian và tần số qua các symbol OFDM, cho phép đánh giá các đặc trưng kênh bằng các nội suy về thời gian và tần số. Do vậy, những thay đổi do phản xạ từ các vật cố định và di động hoặc suy giảm (do nhiễu) có thể được giải quyết. Nội suy theo thời gian giữa các pilot phân tán cho phép thu di động (trong trường hợp cường độ trường đủ lớn) Điều này được sử dụng khi dùng bộ cân bằng kênh. * Mode 2K và 8K Để giảm nhỏ ảnh hưởng không bằng phẳng của kênh thì càng dùng nhiều sóng mang càng tốt. Tuy nhiên khi số sóng mang nhiều, mạch sẽ phức tạp. Trong giai đoạn đầu khi công nghệ chế tạo chip chưa hoàn thiện các chip giải điều chế còn đắt, người ta thường dùng mode 2K (số sóng mang ít). - Ưu điểm của mode 2K: Công nghệ chế tạo IC đơn giản rẻ. - Nhược điểm: Không khắc phục tốt nhược điểm của kênh, độ dài khoảng bảo vệ ngắn nên không triệt được phản xạ ở khoảng cách xa. Tuy nhiên mode 2K cho phép đạt tốc độ cao hơn khi thụ động vì khoảng cách giữa các sóng mang xa hơn, tần số Doppler chịu được cao hơn. Ví dụ như: Tần số thực tế khi thiết bị thu đặt trên con tàu đang chuyển động là: ® Tàu đi tới trạm phát ® Tàu rời khỏi phía trạm phát Độ dịch Doppler Trong đó: f là tần số chính, F: Tần số quan sát (hoặc tần số thực tế) Vt- Vận tốc tàu VS- Tốc độ âm thanh (không đổi), hoặc tốc độ ánh sáng với sóng vô tuyến (c = 3.108). q Góc giữa hướng động tàu và trạm phát. Độ dịch Doppler phải nằm trong dung sai tần số (f) cho phép của máy thu. Vớ