Đồ án Kỹ thuật đa anten trong thông tin di động 3g+ - Bùi Thị Thùy Dương

HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG KHOA VIỄN THÔNG 1 -------***------- §å ¸n tèt nghiÖp ®¹i häc Đề tài: KỸ THUẬT ĐA ANTEN TRONG THÔNG TIN DI ĐỘNG 3G+ Giáo viên hướng dẫn:TS.Nguyễn Phạm Anh Dũng Sinh viên thực hiện :Bùi Thị Thùy Dương Lớp :D04VT1 Hà Nội, 11-2008 HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG CỘNG HOÀ Xà HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM Độc Lập - Tự Do - Hạnh Phúc KHOA VIỄN THÔNG 1 -------***------- -------***------- ĐỀ TÀI ĐỒ ÁN TỐT NGHIỆP ĐẠI HỌC Họ và tên: Bùi Thị Thùy Dương Lớp: D04VT1 Khoá: 2004 – 2008 Ngành học: Điện Tử - Viễn Thông Tên đề tài: KỸ THUẬT ĐA ANTEN TRONG THÔNG TIN DI ĐỘNG 3G+ Nội dung đồ án: Nội dung của đồ án được chia thành ba phần chính như sau: Tổng quan về thông tin di động 3G+ Tổng quan về kỹ thuật đa anten Kỹ thuật đa anten trong HSPA+ và LTE Ngày giao đồ án:……/...../2008 Ngày nộp đồ án: ……/11/2008 Ngày …. tháng 11 năm 2008 Giáo viên hướng dẫn TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng NHẬN XÉT CỦA GIÁO VIÊN HƯỚNG DẪN ………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… Điểm: ........ (bằng chữ ………………..) Ngày..........tháng 11 năm 2007 Giáo viên hướng dẫn TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng NHẬN XÉT CỦA GIÁO VIÊN PHẢN BIỆN ………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… Điểm: ........ (bằng chữ ………………..) Ngày..........tháng 11 năm 2008 Giáo viên phản biện MỤC LỤC DANH MỤC HÌNH VẼ Hình 1.1. Sự phát triển công nghệ thông tin di động 3 Hình 1.2. Các phát hành của 3GPP 4 Hình 1.3.Hoạt động giảm HS-SCCH 8 Hình 1.4. Chuyển đổi trạng thái trong LTE 11 Hình 1.5. Yêu cầu trễ mặt bằng U trong LTE 11 Hình 1.6. Băng tần hoạt độngcủa LTE 14 Hình 1.7. Trạng thái UE và các quá trình chuyển đổi 16 Hình 1.8. Các trạng thái UE trong UMTS 16 Hình 2.1.Mô hình kênh MIMO với Nt anten phát và Nr anten thu 19 Hình 2.2. Phân chia kênh phađinh phẳng MIMO thành các kênh phađinh phẳng song song tương đương dựa trên SVD 23 Hình 2.3. Mô hình SVD MIMO tối ưu 24 Hình 2.4. Sơ đồ kết hợp chọn lọc 26 Hình 2.5. Kết hợp anten thu tuyến tính 28 Hình 2.6. Kịch bản đường xuống với một nguồn nhiễu trội 30 Hình 2.7. Kịch bản phía thu với một nguồn nhiễu mạnh từ máy đầu cuối di động 31 a) Nhiễu trong ô. B) Nhiễu ngoài ô 31 Hình 2.8. Xử lý tuyến tính không gian/thời gian 2 chiều (2 anten thu) 32 Hình 2.9. Xử lý tuyến tính không gian/ tần số 2 chiều (2 anten thu) 32 Hình 2.10. Sơ đồ Alamouti hai anten phát và một anten thu 34 Hình 2.11.Sơ đồ Alamouti hai anten phát và hai anten thu 37 Hình 2.12. Phân tập trễ 2 anten 41 Hình 2.13. Phân tập trễ vòng 2 anten (CDD) 42 Hình 2.14. Phân tập phát không gian- thời gian WCDMA (STTD) 43 Hình 2.15. Phân tập phát không gian/tần số 2 anten 43 Hình 2.16. Tạo búp song cổ điển với độ tương cao anten cao: 44 a) Cấu hình anten. b) Cấu trúc búp sóng 44 Hình 2.17. Tạo búp sóng dựa trên tiền mã hóa trong trường hợp tương quan anten thấp 45 Hình 2.18.Tiền mã hóa trên mỗi sóng mang con của OFDM (2 anten phát) 47 Hình 2.19. Cấu hình anten 2x2 49 Hình 2.20. Thu tuyến tính/Giải ghép kênh các tính hiệu được ghép không gian 50 Hình 2.21. Ghép kênh không gian dựa trên tiền mã hóa 51 Hình 2.22. Trực giao hóa tín hiệu ghép không gian thông qua tiền mã hóa. 52 Hình 2.23. Truyền dẫn một từ mã (a) và đa từ mã (b) 53 Hình 2.24. Giải ghép kênh/giải mã tín hiệu ghép không gian dựa trên SIC 54 Hình 3.1. Xử lý kênh HS-DSCH trong trường hợp truyền dẫn MIMO 56 Hình 3.2. Sơ đồ D-TxAA 57 Hình 3.3. Mẫu điều chế kênh hoa tiêu chung với A=1+j 59 Hình 3.4. Thông tin kênh HS-DSCH khi hỗ trợ MIMO 61 Hình 3.5.Mã hóa kênh cho kênh HS-DPCCH 64 Hình 3.6.Ví dụ về báo cáo PCI/CQI loại A và B cho UE có cấu hình MIMO 68 Hình 3.7.Tổ hợp PCI/CQI 69 Hình 3.8.Quan hệ giữa HSPA và LTE 71 Hình 3.9. Sơ đồ tổng quát tạo tín hiệu băng gốc đường xuống 72 Hình 3.10.Mã hóa khối không gian-tần số SFBC trong cơ cấu đa anten LTE 73 Hình 3.11.Tạo búp sóng trong trong cơ cấu đa anten LTE 73 Hình 3.12.Ghép kênh không gian trong khung hoạt động đa anten LTE (NL=3, NA=4) 74 Hình 3.13. Tín hiệu hoa tiêu ghép kênh không gian đường xuống 76 DANH MỤC BẢNG BIỂU Bảng 1.1.Các đặc tính chủ yếu của HSPA+ 5 Bảng 1.2. Tốc độ dữ liệu HSPA+ 6 Bảng 1.3. So sánh thông số tốc độ và hiệu suất sử dụng băng tần giữa LTE trên đường xuống và HSDPA 12 Bảng 1.4. So sánh thông số tốc độ và hiệu suất sử dụng băng tần giữa LTE trên đường lên và HSDPA 12 Bảng 1.5. Yêu cầu gián đoạn cho LTE 15 Bảng 2.1. Mã hóa và chuỗi ký hiệu phát cho sơ đồ phân tập phát hai anten 38 Bảng 2.2 .Định nghĩa các kênh giữa anten phát và anten thu 38 Bảng 2.3. Ký hiệu các tín hiệu thu tại hai anten thu 38 Bảng 3.1. Biên dịch thông tin sơ đồ điều chế và thông tin khối truyền tải từ HS-DSCH 63 Bảng 3.2. Kết hợp các quá trình HARQ cho truyền dẫn đa luồng (12 quá trình HARQ) 63 Bảng 3.3 .Biên dịch HARQ trong hoạt động MIMO 65 Bảng 3.4. Bảng CQI cho UE loại 15 trong trường hợp truyền hai luồng (bản tin loại A) 66 Bảng 3.5. Bảng CQI cho UE loại 16 trong trường hợp truyền hai luồng (bản tin loại A) 67 Bảng 3.6. Bảng ánh xạ trọng số tiền mã hóa sang giá trị PCI 69 Bảng 3.7 .UE phát hành 7 từ 15-18 hỗ trợ MIMO 71 Bảng 3.8. Bảng mã tiền mã hóa cho trường hợp hai anten phát 75 THUẬT NGỮ VIẾT TẮT 3GPP Third Generation Partnership Project Nhóm cộng tác 3GPP A ACK Acknowledgement Xác nhận AMPS Advanced Mobile Phone System Hệ thống điện thoại di động tiên tiến ARIB Association of Radio Industries and Businesses Hiệp hội các doanh nghiệp và công nghiệp vô tuyến ARQ Automatic Repeat reQuest Yêu cầu phát lại tự động ATIS Alliiance for Telecommunications Industry Solutions Liên minh cho các giải pháp công nghiệp viễn thông AWGN Additive White Gaussian Noise Tạp âm Gauss trắng cộng B BPSK Binary Phase-Shift Keying Khóa dịch pha nhị phân C CCSA China Communications Standards Association Hiệp hội chuẩn truyền thông Trung Quốc CDD Cyclic Delay Diversity Phân tập trễ vòng CDMA Code Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo mã CEPT European Conference of Postal and Telecommunications Administations Hội nghị Châu Âu về quản lý Bưu chính Viễn thông CPC Continuous Packet Connectivity Kết nối gói liên túc CPICH Common Pilot Channel Kênh hoa tiêu chung CQI Channel Quality Indicator Chỉ thị chất lượng kênh D DPCCH Dedicated Physical Control Channel Kênh điều khiển vật lý riêng DRX Discontinuous Reception Thu không liên tục DTX Discontinuous Transmission Phát không liên tục D-TxAA Dual Transmit -Diversity Adaptive Array E E-AGCH E-DCH Absolute Grant Channel Kênh cấp phát tuyệt đối E-DCH E-DCH Enhanced Dedicated Channel Kênh riêng nâng cao EDGE Enhanced Data rates for GSM Evolution and Enhanced Data rates for Global Channel Tốc độ số liệu tăng cường để phát triển GPRS E-RGCH E-DCH Relative Grant Channel Kênh cấp phát tương đối E-DCH F FDD Frequency Division Duplex Ghép song công phân chia theo tần số FDM Frequency Division Multiplex Ghép kênh phân chia theo tần số FDMA Frequency Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo tần số G GERAN GSM EDGE RAN Mạng truy nhập vô tuyến GSM/ EDGE GPRS General Packet Radio Services Dịch vụ vô tuyến gói chuntg GSM Global System for Mobile communications Hệ thống thông tin di dộng toàn cầu H HARQ Hybrid ARQ ARQ lai ghép HOM High Order Modulation Điều chế bậc cao HSDPA High Speed Downlink Packet Access Truy nhập gói tốc độ cao đường xuống HS-DPCCH High Speed Dedicated Physical Control Channel Kênh vật lý điều khiển riêng tốc độ cao HSPA High Speed Packet Access Truy nhập gói tốc độ cao HS-DSCH High Speed Downlink Shared Channel Kênh chia sẻ đường xuống tốc độ cao HS-PDSCH High Speed Physical Downlink Shared Channel Kênh vật lý chia sẻ đường xuống tốc độ cao HS-SCCH High Speed Shared Control Channel Kênh điều khiển chia sẻ tốc độ cao HSUPA High Speed Uplink Packet Access Truy nhập gói tốc độ cao đường lên I IRC Interference Rejection Combining Kết hợp triệt nhiễu IMS Internet Multimedia Subsystem Phân hệ đa phương tiện Internet J J-TACS Japanese Total Access Communication System Hệ thống truyền thông truy nhập hoàn toàn Nhật bản L LTE Long Term Evolution Phát triển dài hạn M MAC Medium Access Control Điều khiển truy nhập môi trường MBMS Multimedia Broadcast/Multicast Service Dịch vụ quảng bá /đa phương MIMO Multi Input Multi Output Đa đầu vào đa đầu ra ML Maximum Likelihood Khả năng giống cực đại MMSE Minimum Mean Square Error Sai lỗi trung bình bình phương cực tiểu MRC Maximum Ratio Combining Kết hợp tỷ lệ lớn nhất MU-MIMO Multi User MIMO MIMO đa người dùng N NACK Negative Acknowledgement Không xác nhận O OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao P PARC Per-Antenna Rate Control PCI Precoding Control Indicator Chỉ thị điều khiển tiền mã hóa P-CPICH Primary CPICH Kênh CPICH sơ cấp PDC Personal Digital Cellular R RAN Radio Access Network Mạng truy nhập vô tuyến RLC Radio Link Control Điều khiển liên kết vô tuyến S SAE System Architecture Evolution Phát triển kiến trúc hệ thống SC Selective Combining Kết hợp lựa chọn S-CPICH Secondary CPICH Kênh CPICH thứ cấp SDMA Spatial Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia không gian SIC Successive Interference Combining Kết hợp nhiễu thành công SMS Short Message Service Dịch vụ nhắn tin SNR Signal to Noise Ratio Tỷ số tín hiệu trên tạp âm STBC Space-Time Block Coding Mã hóa khối không gian thời gian STTD Space-Time Transmit Diversity Phân tập phát không gian thời gian SU-MIMO Single User MIMO MIMO đơn người dùng SVD Sigular Value Decomposition Phân chia giá trị đơn T TACS Total Access Communication System Hệ thống truyền thông truy nhập hoàn toàn TDD Time Division Duplex Ghéo song công phân chia theo thời gian TDM Time Division Multiplex Ghép kênh phân chia theo thời gian TDMA Time Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo thời gian TTA Telecommunication Technology Association Liên hiệp công nghệ viễn thông TTC Telecommunication Technology Committee Ủy ban công nghệ viễn thông TTI Transmission Time Interval Khoảng thời gian truyền dẫn U UE User Eqipment Thiết bị người dùng UMTS Universal Mobile Telecommunications System Hệ thống viễn thông di dộng toàn cầu UTRAN Universal Terrestrial Radio Access Network Mạng truy nhập vô tuyến mặt đất toàn cầu V VoIP Voice over IP Thoại qua IP W WCDMA Wideband Code Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo mã băng rộng WLAN Wireless Local Area Network Mạng cục bộ không dây Z ZF Zero Forcing Cưỡng bức không LỜI NÓI ĐẦU Trong tiến trình phát triển của xã hội loài người, sự ra đời của thông tin di động là một bước ngoặt lớn và thông tin di động đã nhanh chóng trở thành một ngành công nghiệp viễn thông phát triển, là lĩnh vực tiên phong, điều kiện kiên quyết cũng như cơ hội để mỗi quốc gia, mỗi dân tộc thu hẹp khoảng cách phát triển, tránh nguy cơ lạc hậu, tăng cường năng lực cạnh tranh. Cho đến nay, thông tin di động đã trải qua nhiều thế hệ. Thế hệ thứ nhất là thế hệ thông tin di động tương tự sử dụng công nghệ đa truy nhập phân chia theo tần số (FDMA). Thông tin di động thế hệ hai sử dụng kỹ thuật số với các công nghệ đa truy nhập phân chia theo thời gian (TDMA) và theo mã (CDMA). Ngày nay, công nghệ thông tin di động 3G đã được đưa vào thương mại hóa, nhưng nhu cầu về chất lượng dịch vụ cũng như tốc độ dữ liệu vẫn ngày càng tăng. Do đó, sự phát triển sau 3G đang được các tổ chức đặc biệt là 3GPP nghiên cứu triển khai. Tiểu biểu cho công nghệ thông tin di động sau 3G là HSPA phát hành 7 (HSPA+) và LTE. Để đáp ứng nhu cầu về chất lượng dịch vụ và tốc độ dữ liệu, các công nghệ này đã được bổ sung thêm nhiều đặc tính mới và tiến bộ, một trong số đó là kỹ thuật đa anten MIMO. Những năm gần đây các hệ thống đa anten MIMO đã trở thành các chủ đề thu hút nhiều tổ chức nghiên cứu trên toàn cầu. Hệ thống MIMO rất có triển vọng trong các hệ thống thông tin di động thế hệ sau bởi lẽ nó không chỉ cho phép đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần cao hơn nữa mà còn có tính khả thi về phần cứng cũng như phần mềm do sự tiến bộ của các công nghệ xử lý tín hiệu số DSP và biến đổi tương tự số tốc ADC độ cao. Với mục đích tìm hiểu sâu về kỹ thuật MIMO và ứng dụng thực tiễn của nó cũng như xu hướng phát triển của thông tin di động, em đã chọn đề tài “Kỹ thuật đa anten trong công nghệ thông tin di động 3G+” Nội dung tìm hiểu của đồ án gồm 3 chương sẽ lần lượt trình bày các vấn đề sau: Chương 1:Tổng quan về thông tin di động 3G+ Chương 1 của đồ án sẽ giới thiệu một cách khái quát về sự phát triển của hệ thống thông tin di động đồng thời trình bày những nét cơ bản nhất của hai công nghệ HSPA+ và LTE. Chương 2:Tổng quan về kỹ thuật đa anten Trong chương này, đồ án sẽ trình bày một số kỹ thuật đa anten cơ bản nhất cũng như các kỹ thuật đa anten được sử dụng trong hệ thống thông tin di động sau 3G. Chương 3:Kỹ thuật đa anten trong HSPA+ và LTE Chương 3 của đồ án trình bàykỹ thuật đa anten sử dụng trong HSPA+ và LTE và một số các vấn đề liên quan. Do nhiều mặt còn hạn chế đồng thời trong quá trình tìm hiểu cũng mang nhiều tính chủ quan trong nhìn nhận nên nội dung của đề tài không tránh khỏi những sai sót. Tác giả rất mong nhận được ý kiến đóng góp của các thầy cô và bạn đọc để đồ án được hoàn thiện hơn. Cuối cùng em xin chân thành cảm ơn Thầy giáo Tiến sỹ Nguyễn Phạm Anh Dũng và các thầy cô giáo trong bộ môn Vô tuyến đã tạo điều kiện tốt trong suốt quá trình học tập và thực hiện đồ án. Tôi xin cảm ơn gia đình và bạn bè đã dành cho tôi sự quan tâm, giúp đỡ trong thời gian vừa qua và mong muốn tiếp tục nhận được những tình cảm quý báu đó trong cuộc sống và trong công tác. Hà Nội, ngày… tháng… năm 2008 Sinh viênBùi Thị Thùy Dương CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN VỀ THÔNG TIN DI ĐỘNG 3G+ 1.1. Mở đầu Bắt đầu từ những thử nghiệm đầu tiên với truyền dẫn vô tuyến của Guglielmo Marcono trong những năm 1980, con đường cho truyền thông vô tuyến di động đã thực sự trải dài. Để hiểu được hệ thống truyền thông di động 3G phức tạp ngày nay, điều quan trọng là phải hiểu được điểm xuất phát cũng như hiểu được hệ thống tế bào đã phát triển thế nào từ một công nghệ đắt đỏ dành cho một số cá nhân đặc biệt tới các hệ thống truyền thông di động toàn cầu với hơn một nửa dân số thế giới sử dụng như ngày nay. Sự phát triển các công nghệ di động đã có sự thay đổi, từ một vấn đề mang tính quốc gia hoặc khu vực trở thành một nhiệm vụ phức tạp do tổ chức phát triển các chuẩn quốc tế đảm nhiệm, như là 3GPP và liên quan tới hàng nghìn con người. Các công nghệ tế bào mà 3GPP nghiên cứu được triển khai rộng rãi trên toàn thế giới, với số lượng người sử dụng trên 2 tỷ trong năm 2006. Bước tiến mới nhất của 3GPP là nghiên cứu phát triển 3G lên LTE và SAE. Đi ngược lại thời gian, đồ án sẽ trình bày lịch sử phát triển của hệ thống tế bào khi mới bắt đầu hình thành, ngoài ra đồ án sẽ trình bày tổng quan về mạng truy nhập vô tuyến của 3G+, đó là HSPA+ và LTE. 1.2. Sự phát triển của thông tin di động Sự phát triển của công nghệ thông tin di động tính đến nay được tóm tắt như sau: Công nghệ thông tin di động 1G Các hệ thống 1G đảm bảo truyền dẫn tương tự dựa trên FDM với kết nối mạng lõi dựa trên TDM. Hệ thống truyền dẫn di động đầu tiên trên thế giới là hệ thống NMT tương tự (Hệ thống điện thoại di động Bắc Âu), được giới thiệu ở các quốc gia Bắc Âu năm 1981 cùng thời điểm với AMPS tương tự (Hệ thống di động tiên tiến) được sử dụng ở Mỹ. Các công nghệ tế bào khác đã triển khai rộng rãi trên thế giới là TACS và J-TACS. Chúng có chung đặc điểm là thiết bị cồng kềnh, chất lượng thoại thường không ổn định, “xuyên âm” giữa các người dùng là vấn đề phổ biến. Thông thường các công nghệ 1G được triển khai tại một số nước hoặc nhóm các nước, không được tiêu chuẩn hóa bởi các cơ quan tiêu chuẩn quốc tế và không có ý định sử dụng cho quốc tế. Công nghệ thông tin di động 2G Khác với 1G, các công nghệ 2G được thiết kế để triển khai quốc tế. Thiết kế 2G nhấn mạnh đến tính tương thích, khả năng chuyển mạng phức tạp và sử dụng truyền dẫn tiếng số hóa trên vô tuyến. Tính năng cuối cùng chính là yêu cầu đối với 2G. Các thí dụ điển hình về hệ thống 2G là GSM và CDMAone (dựa trên tiêu chuẩn TIA IS95). Ở Châu Âu, CEPT đã đề xướng dự án GSM để phát triển một hệ thống di động toàn Châu Âu. Các hoạt động của GSM tiếp tục được thực hiện trong năm 1989 với ETSI. Sau khi tính toán các đề xuất dựa trên TDMA, CDMA và FDMA giữa những năm 1980, chuẩn GSM cuối cùng đã được xây dựng trên TDMA. Cùng lúc đó, việc phát triển chuẩn tế bào cũng được TIA thực hiện ở Mỹ với chuẩn IS-54 dựa trên TDMA, sau này được gọi đơn giản là US-TDMA. Tiếp sau đó, sự phát triển chuẩn CDMA đã được TIA hoàn thành trong năm 1993 với tên gọi là IS-95. Ở Nhật Bản, chuẩn TDMA 2G cũng được phát triển với tên gọi là PDC. Các chuẩn này có chiều hướng “băng hẹp”, với các dịch vụ “băng thông thấp” như voice. Hệ thống 2G cũng mang lại cơ hội để cung cấp các dịch vụ dữ liệu thông qua mạng di động. Các dịch vụ dữ liệu đầu tiên được giới thiệu trong 2G là tin nhăn văn bản SMS và dịch vụ dữ liệu chuyển mạch kênh cho phép truyền e-mail và các ứng dụng dữ liệu khác. Tốc độ dữ liệu đỉnh vào thời gian đầu là 9,6 kbps. Các tốc độ cao hơn được đưa ra sau đó bằng cách gán nhiều khe thời gian cho người dùng và thay đổi sơ đồ mã hóa. Truyền dữ liệu thông qua hệ thống tế bào trở thành sự thật trong suốt nửa sau những năm 1990 với GPRS được đưa ra trong GSM và dữ liệu gói cũng được đưa vào các công nghệ tế bào khác như chuẩn PDC. Những công nghệ này thường được gọi là 2,5G. Sự thành công của dịch vụ dữ liệu không dây iMode ở Nhật Bản là một dấu hiệu về khả năng của các ứng dụng truyền gói trong hệ thống di động, mặc dù trong thời điểm đó tốc độ dữ liệu còn rất thấp. Công nghệ thông tin di động 3G Sự xuất hiện của 3G và các giao diện vô tuyến băng tần cao hơn của UTRA mang lại khả năng cho một loạt các dịch vụ mới chỉ được đề xuất ở 2G và 2,5G. Ngày nay, việc phát triển truy nhập vô tuyến 3G được chuyển giao cho 3GPP. Tuy nhiên thì các bước khởi tạo cho 3G đã được thực hiện từ đầu những năm 1990, trước khi 3GPP hình thành một thời gian khá dài. Ở Châu Âu, 3G được đặt tên là UMTS. Đầu năm 1998, ETSI đã lựa chọn WCDMA là công nghệ cho UMTS. WCDMA có thể có hai giải pháp cho giao diện vô tuyến: ghép song công phân chia theo tần số và ghép song công phân chia theo thời gian. Chuẩn WCDMA được thực hiện song song trong ETSI và ARIB cho đến cuối năm 1998 khi 3GPP được hình thành bởi các tổ chức phát triển chuẩn từ các vùng khác nhau trên thế giới : ARIB (Nhật), CCSA (Trung Quốc), ETSI (Châu Âu), ATIS (Mỹ), TTA (Hàn Quốc) và TTC (Nhật). Hình 1.1 đã trình bày sự phát triển của thông tin di động và xu hướng tiến vào 4G. Hình 1.1. Sự phát triển công nghệ thông tin di động Sự phát triển từ WCDMA lên HSPA và LTE diễn ra theo từng giai đoạn, được gọi là phát hành 3GPP. Các nhà cung cấp thiết bị sản xuất ra phần cứng hỗ trợ từng đặc điểm riêng của từng phiên bản. Tổng hợp các phát hành của 3GPP được trình bày trong hình 1.2 Phát hành 99: (Đã hoàn chỉnh ). Đây là phiên bản đã triển khai đầu tiên của UMTS, nâng cao tốc độ cho GSM (EDGE). Đa số những triển khai ngày nay đều dựa vào phát hành 99. Phiên bản này hỗ trợ cho mạng truy nhập vô tuyến GSM/ EDGE/ GPRS/ WCDMA. Phát hành 4: (Đã hoàn chỉnh) . Phát hành này hỗ trợ tin nhắn đa phương tiện, kết nối hiệu quả với cơ sở hạ tầng mạng lõi thông qua mạng đường trục IP. Phát hành 5: (Đã hoàn chỉnh): Bổ sung chính vào phát hành 5 là HSDPA và pha đầu tiên của IMS. Phát hành 6 : (Đã hoàn chỉnh) . Phiên bản này bổ sung HSUPA, hỗ trợ đa phương tiện thông qua MBMS, định rõ hiệu suất cho máy thu tiên tiến, tích hợp WLAN, và phiên bản thứ hai của IMS. Phát hành 7:(Chưa hoàn chỉnh). Cung cấp các chức năng dữ liêu GSM nâng cao, đồng thời bao gồm các cải tiến cho các tính năng từ các phiên bản trước. Kết quả làm tăng hiệu suất, nâng cao hiệu quả sử dụng phổ tần, tăng cường dung lượng và chống nhiễu tốt hơn. Do đó, nó thường được gọi là 3G+ (phát triển 3G ). Ngoài ra trong phát hành 7, HSPA+ còn hỗ trợ dịch vụ VoIP. Bước tiến cuối cùng được nghiên cứu và phát triển trong 3GPP là cải tiến của 3G vào mạng truy nhập vô tuyến LTE và mạng lõi truy nhập gói SAE. Đến năm 2009-2010, LTE và SAE được hy vọng sẽ triển khai. Hình 1.2. Các phát hành của 3GPP 1.3. Tổng quan HSPA+ Bước tiến đầu tiên của công nghệ truy nhập vô tuyến WCDMA là đưa ra HSDPA trong phát hành 5. Mặc dù truyền dẫn dữ liệu gói đã từng được hỗ trợ trong phát hành đầu tiên của chuẩn WCDMA nhưng HSDPA đã mang lại những tiến bộ xa hơn trong việc cung cấp các dịch vụ dữ liệu gói trong WCDMA, cả về mặt hệ thống lẫn hiệu năng người dùng. Việc làm tăng dữ liệu gói đường xuống của HSDPA được hoàn chỉnh bởi những cải tiến đường lên (Enhanced Uplink) được giới thiệu trong phát hành 6 của 3GPP/WCDMA. HSDPA và Enhanced Uplink thường được gọi là HSPA. Yêu cầu quan trọng đối với một hệ thống tế bào cung cấp dịch vụ dữ liệu gói là tốc độ dữ liệu cao và trễ thấp, dùy trì vùng phủ tốt và cung cấp dung lượng cao. Để đạt được điều này, HSPA giới thiệu một số kỹ thuật cơ bản trong phần II của WCDMA như điều chế bậc cao, chế độ lập lịch nhanh (phụ thuộc kênh) và điều khiển tốc độ, ARQ lai nhanh với kết hợp mềm. Nhìn chung, HSPA cung cấp tốc độ dữ liệu đường xuống và đường lên xấpxỉ 14 và 5,7 Mbit/s, RTT giảm xuống đồng thời cải thiện dung lượng so với R99. Những nhà khai thác UMTS đã nhanh chóng triển khai các dịch vụ di động băng rộng của HSPA và tăng dung lượng dữ liệu. 1.3.1. Khả năng của HSPA+ HSPA+ là tên gọi một tập những cải tiến của HSPA được đưa ra trong 3GPP phát hành 7 .Sau đây là một số khả năng của HSPA+: HSPA+ nhân đôi dung lượng dữ liệu so với HSPA, do đó giảm giá thành cho các dịch vụ dữ liệu đồng thời nâng cao mạng băng rộng di động. HSPA+ cung cấp dung lượng thoại thông qua VoIP gấp 3 lần so với thoại chuyển mạch kênh trong phát hành 99 với cùng chất lượng và mã hóa. HSPA+ VoIP giúp tăng dung lượng dữ liệu trong mô hình hòa trộn VoIP và dữ liệu, đáp ứng nhu cầu ngày càng tăng của dịch vụ dữ liệu. HSPA+ tăng cường trải nghiệm cho người dùng đầu cuối với tốc độ dữ liệu đỉnh cao, trễ thấp, thiết lập cuộc gọi nhanh, thời gian cuộc gọi dài hơn đáng kể ...HSPA+ hỗ trợ tốc độ đỉnh đường xuống tới 28 Mbps (42 Mbps trong phát hành 8) và đường lên 11 Mbps. HSPA+ là một cải tiến mang tính kinh tế nhất của HSPA, cho phép các nhà khai thác UMTS sử dụng có hiệu quả nhất cơ sở vật chất của họ cũng như là đầu tư vào mạng, phổ tần và thiết bị. Giống HSPA, HSPA+ có thể tương thích với cả công nghệ trước và sau nó. HSPA+ là một giải pháp tối ưu với sóng mang 5 MHz và nó cung cấp dung lượng thoại và dữ liệu xấp xỉ LTE trong cùng dải 5 MHz và cùng số anten. 1.3.2. Đặc tính của HSPA+ Bảng 1.1 đưa ra một số đặc tính chủ yếu của HSPA+ : Đặc tính HSPA+ Lợi ích MIMO 2x2 đường xuống Nhân đôi tốc độ dữ liệu đỉnh Tăng dung lượng đường xuống Điều chế bậc cao HOM 64QAM đường xuống, 16 QAM đường lên Tốc độ dữ liệu đường xuống tăng 50% Nhân đôi tốc độ dữ liệu đường lên Tăng dung lượng đường lên và xuống Kết nối gói lên tục CPC DTX/DRX-Hoạt động giảm HS-SCCH Cải thiện dung lượng VoIP Tăng thời gian đàm thoại lên 50% Trạng thái hoạt động CELL_FACH nâng cao Thiết lập cuộc gọi nhanh MBFSN Tăng dung lượng quảng bá Bảng 1.1.Các đặc tính chủ yếu của HSPA+ 1.3.2.1. MIMO HSPA+ hỗ trợ MIMO 2x2 đường xuống, sử dụng hai anten phát ở Node B để truyền luồng dữ liệu trực giao tới hai anten thu ở phía UE. Sử dụng hai anten cộng thêm xử lý tín hiệu số ở cả hai phía thu phát, MIMO có thể tăng dung lượng của hệ thống và nhân đôi tốc độ dữ liệu mà không cần tăng công suất ở Node B hoặc băng thông. Trong những điều kiện nhất định, dữ liệu trong hệ thống MIMO 2x2 có thể được phát trên hai luồng trực giao. Để có hiệu quả nhất, MIMO cần SNR cao ở UE và môi trường tán xạ lý tưởng. SNR cao đảm bảo cho UE có thể giải mã thành công tín hiệu đến trong khi công suất được phân đều trên hai anten. Môi trường tán xạ lý tưởng đảm bảo hai luồng dữ liệu trực giao khi chúng được truyền tới UE. Mặt khác, trong môi trường LOS, khó có thể hỗ trợ các luồng trực giao, do đó mà độ lợi MIMO có giới hạn. MIMO mang lại lợi ích nhất trong môi trường đô thị vì tán xạ tốt và kích thước ô nhỏ. Còn với môi trường nông thôn với kích thước ô lớn và tán xạ ít, MIMO không mang lại lợi ích to lớn. HSPA+ đưa ra sơ đồ D-TxAA cho MIMO 2x2 mà đồ án sẽ trình bày trong chương sau. Trong những phát hành sau (phát hành 8 và xa hơn nữa), MIMO bậc cao và UL MIMO sẽ được xem xét. 1.3.1.2. Điều chế bậc cao HOM HSPA R6 hỗ trợ điều chế 16 QAM trên đường xuống và QPSK trên đường lên. HSPA+ áp dụng 64-QAM trên đường xuống, làm tăng tốc độ dữ liệu lên 50% cho UE mà tỷ số SNR vẫn giữ ở mức cao. Trên đường lên, điều chế 16- QAM nhân đôi tốc độ dữ liệu cho UE . Tín hiệu được phát đi với điều chế bậc cao hơn thì nhạy với nhiễu hơn và yêu cầu SNR cao hơn ở phía thu để có thể giải điều chế thành công. HOM làm tăng đáng kể tốc độ dữ liệu cho người dùng trong những điều kiện tốt. Do đó, lưu lượng cho những người dùng có SNR cao sẽ được phục vụ nhanh hơn. Trong kịch bản LOS, HOM sẽ bù lại độ lợi mà MIMO bị giới hạn. Tốc độ dữ liệu đỉnh HSPA+ MIMO (2x2 DL MIMO) Không MIMO Đường xuống 28 Mbps (16-QAM) 14 Mbps (16-QAM) 21 Mbps (64-QAM) Đường lên 5,76 Mbps (QPSK) 11 Mbps (16-QAM) 5,76 Mbps (QPSK) 11 Mbps (16-QAM) Bảng 1.2. Tốc độ dữ liệu HSPA+ 1.3.1.3. Kết nối gói liên tục CPC CPC bao gồm một vài đặc tính với mục đích tối ưu hóa sự hỗ trợ cho người dùng dữ liệu gói trong mạng HSPA. Với việc gia tăng các dịch vụ dữ liệu gói, một số lượng lớn người sử dụng phải được hỗ trợ trong một ô. Họ phải được duy trì kết nối trong một thời gian dài, mặc dù có thể họ chỉ ở trạng thái truyền dữ liệu tích cực trong một thời gian nào đó. Do đó, các kết nối phải được duy trì, đồng thời phải tránh bị ngắt kết nối và tái thiết lập kết nối để người sử dụng cảm nhận được trễ là nhỏ nhất. Việc duy trì các kết nối với số lượng người dùng trong một ô lớn có nghĩa là các kênh điều khiển ở đường xuống và đường lên cần được hỗ trợ. Các kênh điều khiển đường lên đặc biệt quan trọng để đảm bảo đồng bộ. Tuy nhiên, chúng lại góp phần tăng nhiễu đường lên bao gồm cả kênh DPCCH và HS-DPCCH. Vì vậy, mục đích của CPC là giảm thông tin tiêu đề cho kênh điều khiển đường lên của cả DPCCH và HS-DPCCH. Ngoài ra, việc giảm thông tin tiêu đề cho kênh điều khiển đường lên cũng rất quan trọng, bởi vì việc giám sát liên tục kênh HS-SCCH làm tiêu tốn công suất của UE. Do đó, các đặc tính của CPC đưa ra để giảm cả tiêu đề cho kênh điều khiển đường lên và đường xuống. Phát không liên tục đường lên DTX. DTX làm giảm tiêu đề kênh điều khiển đường lên. Nó cho phép UE ngừng phát trên kênh DPCCH đường lên trong khi không có hoạt động truyền dẫn trên kênh E-DCH và HS-DPCCH.. Do đó DTX tăng dung lượng đường lên bằng cách giảm nhiễu đường lên ở Node B.Đồng thời DTX có thể tiết kiệm công suất, vì thế kéo dài tuổi thọ cho pin. Mặc dù kênh DPCCH đường lên không được phát liên tục, nhưng nó vẫn được phát trong một vài thời điểm theo mẫu đã biết trước. Hoạt động này mục đích để duy trì đồng bộ và điều khiển công suất. Trong trường hợp E-DCH và HS-DPCCH sử dụng, thì DPCCH đường lên sẽ được phát song song. Để linh hoạt hơn, hai mẫu hoạt động DPCCH đường lên được đưa ra với mỗi một UE: UE DTX chu kỳ 1 UE DTX chu kỳ 2 UE DTX chu kỳ 2 được sử dụng khi không có họat động truyền dữ liệu . UE DTX chu kỳ 1 được sử dụng tạm thời phụ thuộc vào khoảng thời gian không hoạt động của E-DCH. Sau quá trình truyền dẫn đường lên cuối cùng trên kênh E-DCH, UE sẽ chờ trong một khoảng thời gian, được gọi là “ngưỡng không họat động của UE DTX chu kỳ 2”, sau đó nó sẽ chuyển sang DTX chu kỳ 1. Thu không liên tục đường xuống DRX Trong HSPA phát hành 5, UE phải duy trì kênh HS-SCCH liên tục để theo dõi dữ liệu đường xuống. Trong HSPA+, mạng có thể giới hạn phân khung mà ở đó UE giám sát kênh HS-SCCH để làm giảm công suất tiêu tốn UE. Hoạt động DRX được điều khiển bởi tham số chu kỳ UE_DRX, với các giá trị có thể có là 4, 5, 8, 10, 16, hoặc 20 phân khung. Ví dụ, nếu chu kỳ UE_DRX là 5 phân khung, thì cứ sau 5 phân khung UE chỉ phải duy trì kênh HS-SCCH. DRX cũng tác động đến việc duy trì kênh điều khiển đường xuống E-RGCH và E-AGCH. Nhìn chung, khi việc truyền dữ liệu đường lên đang tiếp diễn hoặc vừa mới kết thúc, UE sẽ phải giám sát các kênh này. Nếu không có dữ liệu đường lên và quá trình truyền dẫn cuối cùng vạch ra một ngưỡng thời gian, thì UE có thể dừng việc giám sát các kênh này. Chú ý là DRX đường xuống chỉ có thể thực hiện được khi DTX hoạt động. Hoạt động này giúp tiết kiệm công suất cho pin. Chế độ hoạt động giảm HS-SCCH Hình 1.3.Hoạt động giảm HS-SCCH Chế độ hoạt động giảm HS-SCCH là một chế độ đặc biệt, nó làm giảm tiêu đề HS-SCCH và hạn chế sự tiêu tốn công suất cho UE. Nó thay đổi cấu trúc thông thường của việc nhận dữ liệu HSDPA. Thông thường, UE sẽ đọc liên tục trên kênh HS-SCCH. UE được đánh địa chỉ thông qua nhận dạng UE (16 bit H-RNTI /HSDPA Radio Network Temporary Identifier) trên kênh HS-SCCH. Ngay khi UE nhận biết các thông tin điều khiển liên quan trên HS-SCCH, nó sẽ chuyển tới tài nguyên HS-PDSCH và nhận dữ liệu gói. Sơ đồ này về cơ bản sẽ thay đổi trong chế độ hoạt động giảm HS-SCCH. Hoạt động này đựợc tối ưu hóa cho các dịch vụ gói nhỏ như VoIP. Trạm gốc sẽ quyết định cho từng gói ở chế độ giảm HS-SCCH hay không, có nghĩa là chế độ thường vẫn được thực hiện.Nguyên lý của hoạt động này được miêu tả trong hình 1.3. 1.3.1.4. Trạng thái CELL_FACH nâng cao Lưu lượng dữ liệu đỉnh thường bùng nổ trong những thời điểm đặc biệt. Về phía hiệu năng người dùng, điều này thuận lợi trong việc cấu hình HS-DSCH và E-DCH một cách nhanh chóng để có thể phát đi dữ liệu người dùng. Về phía mạng, sẽ không thể tránh được nhiễu trong đường lên từ DPCCH thậm chí khi không có dữ liệu truyền đi. Về phía UE, việc tiêu tán công suất là vấn đề quan tâm chính. Thậm chí khi không nhận dữ liệu thì UE vẫn cần phát DPCCH và giám sát HS-SCCH. Để giảm bớt công suất tiêu tán cho UE, WCDMA cũng như các hệ thống tế bào khác, có một số trạng thái: URA_PCH, CELL_PCH, CELL_FACH và CELL_DCH. Công suất tiêu tán sẽ thấp nhất khi UE thuộc một trong hai trạng thái đặc biệt, CELL_PCH và URA_PCH. Trong những trạng thái này, UE “ngủ” và chỉ “thức dậy” để kiểm tra bản tin. Để trao đổi dữ liệu, UE cần chuyển sang trạng thái CELL_FACH hoặc CELL_DCH. Trong CELL_FACH, UE cần phát đi một khối dữ liệu như một phần trong thủ tục truy nhập ngẫu nhiên. UE cũng giám sát các kênh đường xuống chung và báo hiệu RRC. Trạng thái hoạt động truyền dẫn cao được gọi là CELL_DCH. Trong trạng thái này, UE có thể sử dụng HS-DSCH và E_DCH để trao đổi dữ liệu với mạng. Trạng thái này cho phép truyền một khối lượng lớn dữ liệu người dùng với tốc độ cao, đồng thời nó lại tiêu tốn công suất UE lớn nhất. Báo hiệu RRC được sử dụng để chuyển UE sang các trạng thái khác nhau. 1.4. Tổng quan công nghệ LTE Mục tiêu của LTE là nghiên cứu phát triển hiệu năng hệ thống sau R6 RAN để có thể triển khai vào năm 2010. Các nghiên cứu của LTE nhằm giảm giá thành, tăng cường hỗ trợ cho các dịch vụ lợi nhuận cao và cải thiện khai thác bảo dưỡng cũng như cung cấp dịch vụ. Để đạt đựơc các mục tiêu này cần đưa ra một công nghệ vô tuyến tiềm năng mới cho phép nâng cao hiệu suất phổ tần, thông lượng người sử dụng và giảm thời gian trễ, giảm độ phức tạp của hệ thống (nhất là đối với các giao diện) và quản lý tài nguyên vô tuyến hiệu quả để dễ ràng triển khai và khai thác hệ thống. Có thể tóm tắt các nhiệm vụ, mục tiêu nghiên của LTE và SAE như sau: 1. Về phần vô tuyến (LTE): Cải thiện hiệu suất phổ tần, thông lượng người sử dung, trễ. Đơn giản hóa mạng vô tuyến. Hỗ trợ hiệu quả các dịch vụ gói như: MBMS, IMS. 2. Về phần mạng (SAE): Cải thiện trễ, dung lượng và thông lượng. Đơn giản mạng lõi. Tối ưu hóa lưu lượng IP và các dịch vụ. Đơn giản hỗ trợ và chuyển giao đến các công nghệ không phải 3GPP. 1.4.1. Các mục tiêu yêu cầu của LTE Mục tiêu của LTE là đạt được thông lượng người sử dụng cao hơn trên cả đường lên và xuống, hiệu suất sử dụng phổ tần cao hơn và yêu cầu tương thích với các mạng đang tồn tại của 3GPP hay các mạng khác. Các mục tiêu LTE được thể hiện dưới các khía cạnh sau. 1.4.1.1. Các khả năng của LTE Tốc độ số liệu đỉnh Mục tiêu LTE cho các yêu cầu tốc độ số liệu đỉnh đường xuống lên đến 100Mbps khi băng thông đựơc cấp phát là 20MHz (5bps/Hz) và tốc độ đỉnh đường lên lên đến 50 Mbps khi băng thông được cấp phát là 20MHz (2,5bps/Hz). Các mục tiêu về tốc độ số liệu đỉnh nói trên được đặc tả trong UE tham chuẩn gồm: (1) khả năng đường xuống với hai anten tại UE, (2) khả năng đường lên với một anten tại UE. Trễ mặt bằng điều khiển và mặt bằng người sử dụng Các mục tiêu giảm trễ được chia thành các yêu cầu cho trễ mặt bằng điều khiển (mặt bằng C) và trễ mặt bằng người sử dụng (mặt bằng U). <50ms Trạng thái ngủ (CELL_PCH) Trạng thái tích cực (CELL_DCH) Trạng thái rỗi <100ms Hình 1.4. Chuyển đổi trạng thái trong LTE LTE có thời gian chuyển đổi các trạng thái nhỏ hơn 100ms (như trong chế dộ rỗi – Idle của R6) vào trạng thái tich cực (như trong R6 CELL_DCH). Nó cũng cần đảm bảo thời gian chuyển đổi nhỏ hơn 50ms từ trạng thái ngủ (như trong R6 CELL_PCH) sang trạng thái tích cực (như trong R6_DCH). Yêu cầu trễ mặt bằng người sử dụng đảm bảo trễ nhỏ hơn 10ms. Trể mặt bằng U được định nghĩa là trễ một chiều giữa một gói tại lớp IP trong UE (hoặc node biên của UTRAN) đến lớp IP trong node biên của UTRAN (hoặc UE), node biên của UTRAN là giao diện UTRAN với mạng lõi. Chuẩn đảm bảo trễ măt bằng U của LTE nhỏ hơn 5ms trong điều kiện không tải (nghĩa là một người sử dụng với một luồng số liệu đơi với gói nhỏ (chẳng hạn tải tin bằng không cộng với tiêu đề ). Hình 1.5. Yêu cầu trễ mặt bằng U trong LTE 1.4.1.2. Hiệu năng hệ thống Hiệu năng hệ thống của LTE đề cập tới thông lượng của người sử dụng, hiệu suất phổ tần, vùng phủ và MBMS tăng cường hơn. Thông lượng Yêu cầu thông lượng của người sử dụng của LTE được đặc tả ở hai điểm: vùng phủ và 5% của phân bố người sử dụng (95% người sử dụng có hiệu năng tốt hơn). Mục tiêu hiệu suất phổ tần cũng được đặc tả trong đó hiệu xuất phổ tần được định nghĩa như là thông lượng hệ thống trong ô được đo bằng bit/s/Hz. HSDPA (R6) LTE Đích LTE/ Đã đạt Tốc độ đỉnh (Mbps) 14,4 144 100/đã đạt Hiệu suất phổ tần (bit/Hz/s) 0,75 1,84 3-4 lần HSDPA/ đạt 2,5 Thông lượng người sử dụng biên ô 0,006 0,0148 2-3lần HSDPA/đạt 2,5 Bảng 1.3. So sánh thông số tốc độ và hiệu suất sử dụng băng tần giữa LTE trên đường xuống và HSDPA HSUPA (R6) LTE Đích LTE/ Đã đạt Tốc độ đỉnh (Mbps) 5,7 57 50/đã đạt Hiệu suất phổ tần (bit/Hz/s) 0,26 0,67 2-3 lần HSUPA/ đạt 2,6 Thông lượng người sử dụng biên ô 0,006 0,015 2-3 lần HSDPA/đạt 2,5 Bảng 1.4. So sánh thông số tốc độ và hiệu suất sử dụng băng tần giữa LTE trên đường lên và HSDPA Hỗ trợ di động Các yêu cầu về di động tập trung lên tốc độ di chuyển đầu cuối di động. Mục tiêu đề ra là đạt được hiệu năng cực đại vơi tốc độ đầu cuối di động khoảng 0-15km/h, hiệu năng của hệ thống sẽ giảm khi tốc độ đầu cuối cao hơn. Đối với tốc độ trên 120km/h LTE đảm bảo hiệu năng cao để duy trì kết nối trên toàn mạng tế bào. Hệ thống LTE có thể quản lí tốc độ lên tới 350km/h thậm chí là 500km/h phụ thuộc vào băng tần. LTE đảm bảo các dịch vụ thoại ngang hàng với WCDMA/HSPA. Vùng phủ Các yêu cầu về vùng phủ tập trung lên vùng phủ (bán kính ô) tức là khoảng cách cực đại từ trạm ô tới đầu cuối di động trong ô. Hiệu suất, phổ tần và thông lượng yêu cầu cho các ô bán kính 5km với các ô bán kính tới 30 km cho phép giảm nhẹ thông lượng và cho phép giảm khá lớn hiệu suất sử dụng phổ tần song vẫn đáp ứng tính di động. MBMS tăng cường Các yêu cầu MBMS tăng cường đề cập tới chế độ quảng bá và chế độ phát đa phương. LTE phải đảm bảo các dịch vụ tốt hơn các dịch vụ mà R6 cung cấp. Yêu cầu cho trường hợp quảng bá là hiệu suất sử dụng phổ tần là 1bit/s/Hz tương ứng với 16 kênh TV trong đó mỗi kênh sử dụng 300Kbps trong băng thông 5MHz. Tất nhiên LTE đảm bảo cung cấp các dịch vụ thoại và MBMS đồng thời, được trộn lẫn với nhau. 1.4.1.3. Các khía cạnh liên quan tới triển khai Các yêu cầu liên quan tới triển khai bao gồm các kịch bản triển khai, tính linh hoạt phổ tần, triển khai phổ và đồng tồn tại cũng như tương tác với các mạng tồn tại khác của 3GPP như GSM,WCDMA /HSPA. Triển khai phổ tần Yêu cầu LTE làm việc với các kịch bản triển khai phổ tần sau đây: Đồng tồn tại trên cùng vùng địa lý hoặc cùng đài trạm với GERAN/UTRAN trên các kênh lân cận. Đồng tồn tại trên các kênh lân cận hoặc chồng lấn tại biên giới các nước. E-UTRA phải có khả năng hoạt động độc lập (không cần sóng mang khác). Tất cả các băng tần đều được cho phép tuân theo phát hành về các nguyên tắc băng tần độc lập. Cơ sở đối với các yêu cầu về tính linh hoạt phổ là yêu cầu đối với hệ thống LTE được triển khai trong các băng tần đã có của IMT-2000, có nghĩa là sự đồng tồn tại giữa các hệ thống đã triển khai trong các băng tần này bao gồm GSM, WCDMA/HSPA. LTE phải có khả năng triển khai truy nhập vô tuyến dựa trên LTE trong cả ấn định băng tần kép và băng tần đơn, nghĩa là LTE hỗ trợ cả ghép song công phân chia theo tần số FDD và ghép song công phân chia theo thời gian TDD. Các hệ thống FDD được triển khai trong các ấn định kép với một băng cho tryền dẫn đường xuống và một băng khác của truyền dẫn đường lên. Các hệ thống TDD được triển khai trong các ấn định băng tần đơn. Hỗ trợ cả phổ đơn và phổ kép đã có trong đặc tả của 3GPP ngay từ phát hành R3, mặc dù hiện nay mới triển khai FDD cho WCDMA và HSPA. LTE hỗ trợ cả FDD và TDD trong cùng một công nghệ truy nhập vô tuyến. LTE có khả năng định lại cỡ trong miền tần số và hoạt động trong các băng tần khác nhau, yêu cầu tính linh hoạt đưa ra các danh sách ấn định phổ của LTE (1,25MHz; 1,6MHz; 2,5MHz; 5MHz; 15MHz và 20MHz). Hình 1.6. Băng tần hoạt độngcủa LTE Các vấn đề tồn tại và tương tác với các 3GPP RAT LTE phải hỗ trợ tương tác với các hệ thống 3G hiện có và với các hệ thống không theo chuẩn 3GPP. LTE phải đảm bảo khả năng đồng tồn tại giữa các nhà khai thác trong các băng liền kề và trên biên giới. Tất cả các đầu cuối LTE hỗ trợ khai thác UTRAN/GERAN phải có khả năng hỗ trợ đo, chuyển giao đến/từ cả hai hệ thống UTRAN và GERAN. Ngoài ra LTE cần phải hỗ trợ đo giữa các RAT chẳng hạn bằng cách cung cấp cho các UE các cơ hội đo trên đường lên và đường xuống thông qua lập biểu. Vì thế vấn đề đặt ra ở đây không chỉ là việc tương thích ngược mà cả việc hỗ trợ cơ chế chuyển giao giữa các mạng 3GPP khác nhau. Ngoài ra cũng cần nhấn mạnh rằng HSDPA vẫn là một giải pháp 3G từ 3GPP và nó hoàn toàn tương thích ngược với các mạng W-CDMA. Tương thích ngược là hết sức cần thiết trong LTE. Bảng sau mô tả gián đoạn giữa các công nghệ khác nhau. Phi thời gian thực (ms) Thời gian thực (ms) LTE sang WCDMA 500 300 LTE sang GSM 500 300 Bảng 1.5. Yêu cầu gián đoạn cho LTE Các yêu cầu trên được đặt ra cho các trường hợp trong đó các mạng UTRAN và/ hoặc GERAN cung cấp hỗ trợ các chuyển giao LTE. Thời gian chuyển giao nói trên đựơc coi là giá trị các tối thiểu, các giá trị này có thể thay đổi khi kiến trúc tổng thể và lớp vật lý được định nghĩa chi tiết. 1.4.1.4. Quản lí tài nguyên vô tuyến Các yêu cầu quản lí tài nguyên vô tuyến được chia thành Hỗ trợ tăng cường cho QoS đầu cuối đầu cuối: Yêu cầu một ‘dịch vụ phối hợp cải tiến’ và các yêu cầu về giao thức (bao hàm cả lớp báo hiệu cao hơn) cho các tài nguyên vô tuyến RAN và các đặc tính RAN. Hỗ trợ hiệu quả cho truyền dẫn các lớp cao hơn: Yêu cầu rằng LTE RAN phải cung cấp các cơ chế hỗ trợ truyền dẫn và khai thác hiệu quả các giao thức lớp cao hơn trên giao diện vô tuyến, chẳng hạn như nén tiêu đề IP. Hỗ trợ chia sẻ tải và quản lí tài chính sách trên các công nghệ truy nhập vô tuyến khác nhau: Yêu cầu xem xét các cơ chế lựa chọn lại để hướng dẫn các đầu cuối di động chuyển tới các công nghê truy nhập vô tuyến tương ứng trong quá trình chuyển giao giữa các công nghệ truy nhập vô tuyến. 1.4.1.5. Các vấn đề về mức độ phức tạp LTE bên cạnh phải thỏa mãn các hiệu năng yêu cầu, vấn đề mức độ phức tạp cũng phải được giảm thiểu để ổn định hệ thống và tương tác với các giai đoạn trước. Điều này cũng cho phép giảm giá thành thiết bị đầu cuối và UTRAN. Các yêu cầu đối với LTE phải giảm thiểu mức độ phức tạp cuả UTRA UE liên quan đến kích thước, trọng lượng và dung lượng acqui (chế độ chờ và chế độ tích cực) và các trạng thái UE đơn giản hơn so với UMTS, nhưng vẫn đảm bảo các dịch vụ tiên tiến cuả LTE. Hình vẽ sau thể hiện sự đơn giản trong LTE so với UMTS về các trạng thái UE. Hình 1.7. Trạng thái UE và các quá trình chuyển đổi Hình 1.8. Các trạng thái UE trong UMTS 1.5. Tổng kết Như vậy, chương 1 đã trình bày tổng quan quá trình phát triển của thông tin di động từ 3G WCDMA lên 3G HSPA (3G+) và LTE (E3G/4G). Có thể nói HSPA là hậu 3G và LTE là tiền 4G với công nghệ LTE sẽ đem lại cho viễn thông di động thế giới tiến gần đến 4G hơn. Ngoài ra, trong chương 1 đồ án cũng đã giới thiệu khái quát về những đặc tính cải tiến của HSPA+ so với những phát hành trước : MIMO, điều chế bậc cao, kết nối gói liên tục CPC, nâng cao CELL_FACH… đồng thời đưa ra những mục tiêu khi thiết kế LTE hướng tới. Trong chương tiếp theo, đồ án sẽ trình bày tổng quan về kỹ thuật MIMO, một trong những phát minh lớn trong lĩnh vực vô tuyến, được ứng dụng trong hệ thống 3G và các hệ thống thông tin di động tương lai. Với MIMO, hiệu năng cả mức hệ thống và mức liên kết được nâng cao lên đáng kể. CHƯƠNG 2 TỔNG QUAN VỀ KỸ THUẬT ĐA ANTEN 2.1. Mở đầu Đa anten là tên chung cho cho tập hợp những kỹ thuật dựa trên việc sử dụng nhiều anten ở phía thu/phía phát, và ít nhiều kết hợp với kỹ thuật xử lý tín hiệu, thường được gọi là MIMO. Kỹ thuật đa anten có thể được sử dụng để nâng cao hiệu năng hệ thống, bao gồm làm tăng dung lượng hệ thống (số người dùng trong một ô tăng) và tăng vùng phủ (mở rộng ô) cũng như là làm tăng khả năng cung cấp dịch vụ, ví dụ, tốc độ dữ liệu người dùng cao hơn. Chương này sẽ cung cấp cái nhìn tổng quan về một số kỹ thuật đa anten khác nhau . 2.2. Cấu hình đa anten Một trong những đặc tính quan trọng trong cấu hình đa anten là khoảng cách giữa hai phần tử anten do khoảng cách các anten có mối quan hệ với độ tương quan giữa fading kênh vô tuyến (được xác định bởi tín hiệu tại các anten khác nhau). Các anten được đặt xa nhau để độ tương quan fading thấp. Ngược lại, các anten được đặt gần nhau để độ tương quan fading cao, bản chất là các anten khác nhau sẽ có fading tức thời tương tự nhau. Khoảng cách thực tế cần thiết giữa các anten để độ tương quan cao/ thấp phụ thuộc vào bước sóng, tương ứng là tần số sóng mang được sử dụng. Tuy nhiên, nó cũng phụ thuộc vào kịch bản khi triển khai. Trường hợp các anten trạm gốc, môi trường macro-cell (tức là ô lớn và vị trí anten trạm gốc phải cao), khoảng cách anten vào khoảng 10 bước sóng thì mới đảm bảo độ tương quan thấp, trong khi đó thì khoảng cách anten cho máy đầu cuối di động khoảng nửa bước sóng. Lý do khác nhau giữa trạm gốc với máy đầu cuối di động là do trong kịch bản macro, phản xạ đa đường gây ra fading chủ yếu xuất hiện ở những vùng gần xung quanh máy đầu cuối di động. Do đó, khi nhìn từ vị trí máy đầu cuối thì ta thấy là những đường khác nhau đi đến trong một góc lớn, độ tương quan vẫn sẽ thấp với khoảng cách anten tương ứng nhỏ. Còn nhìn ở vị trí trạm gốc, những đường khác nhau sẽ đến trong một góc nhỏ hơn nhiều, nên khoảng cách anten phải đủ lớn để độ tương quan thấp. Trong kịch bản triển khai khác, ví dụ triển khai kịch bản micro-cell với các anten trạm gốc thấp hơn nóc nhà và triển khai trong nhà. Môi trường trạm gốc lúc này giống với môi trường máy đầu cuối hơn, cho nên khoảng cách giữa các anten trạm gốc sẽ nhỏ hơn vẫn đảm bảo độ tương quan thấp. Các anten giả thiết ở trên có cùng phân cực. Một cách khác để đạt được độ tương quan fading thấp là áp dụng phân cực khác nhau đối với anten khác nhau. Khi đó các anten có thể được đặt gần nhau. 2.3. Lợi ích của kỹ thuật đa anten Kỹ thuật đa anten mang lại những lợi ích khác nhau phụ thuộc vào những mục đích khác nhau: Nhiều anten phát/ thu có thể được sử dụng để phân tập, chống lại fading kênh vô tuyến. Trong trường hợp này, kênh khác nhau trên các anten khác nhau sẽ có độ tương quan thấp. Để đạt được điều đó thì khoảng cách giữa các anten phải đủ lớn (phân tập không gian) hoặc sử dụng các anten có phân cực khác nhau (phân tập phân cực). Nhiều anten phát/thu có thể được sử dụng để ‘định hình’ cho búp sóng anten tổng (búp sóng phía phát và búp sóng phía thu) theo một cách nào đó. Ví dụ, tối đa hóa độ lợi anten theo một hướng thu/phát nhất định hoặc để triệt nhiễu lấn át tín hiệu. Kỹ thuật tạo búp sóng này có thể dựa trên cả độ tương quan cao hoặc thấp giữa các anten. Độ khả dụng của đa anten phát và thu có thể được sử dụng để tạo ra nhiều kênh truyền song song thông qua giao diên vô tuyến. Điều này mang lại khả năng tận dụng băng thông mà không cần giảm thông tin với cùng công suất. Nói cách khác là khả năng cho tốc độ dữ liệu cao với băng tần hạn chế mà không cần thu hẹp vùng phủ. Ta gọi đây là kỹ thuật ghép kênh không gian. 2.4. Mô hình MIMO tổng quát Mô hình kênh MIMO tổng quát gồm Nt anten phát và Nr anten thu được minh họa trong hình 2.1. Hình 2.1.Mô hình kênh MIMO với Nt anten phát và Nr anten thu Ma trận kênh H cho mô hình MIMO được biểu diễn như sau: (2.1) Trong đó : hnm là độ lợi kênh giữa anten phát thứ n và anten thu thứ m. Giả sử:là số liệu phát. là số liệu thu. là tạp âm Gaus trắng phức của Nr máy thu. T là ký hiệu phép toán chuyển vị. Khi đó, quan hệ giữa tín hiệu đầu vào x với tín hiệu đầu ra y được xác định bởi biểu thức sau: (2.2) Có thể viết lại quan hệ vào ra kênh ma trận NrxNt trong phương trình (2.2) như sau: y= Hx+h (2.3) 2.5. Kênh SVD MIMO 2.5.1. Mô hình kênh SVD MIMO Xét một hệ thống truyền dẫn vô tuyến bao gồm Nt anten phát và Nr anten thu như trên hình 2.1. Để tiện phân tích ta viết lại phương trình (2.3) y= Hx+h (2.3) Trong đó h là vector AWGN phức có phân bố và ; ; N0 là mật độ phổ công suất tạp âm. H là ma trận kênh Nr x Nt. Khi khoảng cách giữa các anten lớn hơn nửa bước sóng và môi trường nhiều tán xạ, ta có thể coi H có các hàng và các cột độc lập với nhau. Khi này, phân chia giá trị đơn SVD cho ta: H=UDVH (2.4) Với U và V là các ma trận nhất phân có kích thước Nr xNr và Nt xNt Toán tử (.)H là chuyển vị Hermitian Đối với ma trận nhất phân, ta có :UUH=INr và VVH=INt D là ma trận có kích thước Nr x Nt, gồm NA giá trị đơn không âm được ký hiệu là ,..., trên đường chéo chính của nó. Trong đó NA=min (Nt, Nr), và li với i=1,2,...,N là các giá trị eigen của ma trận HHH. Các giá trị eigen của ma trận HHH được xác định như sau: det (HHH - lI )=0 (2.5) hay: det(Q- lI )=0 (2.6) Trong đó Q là ma trận Wirshart được xác định như sau: (2.7) Các cột của ma trận U là vector eigen của HHH còn các cột của ma trận V là vector eigen của HHH. Số các giá trị eigen khác không của HHH chính bằng hạng của ma trận này. Nếu Nt= Nr thì D là một ma trận đường chéo. Nếu Nt >Nr thì D gồm một ma trận đường chéo Nr x Nr và sau đó là Nt –Nr cột bằng không. Trong trường hợp số anten phát lớn hơn số anten thu, D sẽ được tạo ra từ ma trận vuông bậc Nr và tiếp sau là Nt- Nr cột bằng 0 như sau: (2.8) Trong trường hợp này ma trận V chỉ có Nr hàng sử dụng được, còn Nt- Nr hàng còn lại không sử dụng được. Khi này Nr phần tử đầu của ma trận x được sử dụng và Nt- Nr phần tử còn lại của nó được đặt vào không. Trường hợp đặc biệt có Nt anten phát nhưng chỉ có một anten thu (Nr = 1). Khi này ma trận U có kích thước 1x1 và chỉ sử dụng được một hàng của ma trận V. Trường hợp thứ hai tương ứng với khi số anten thu nhiều hơn số anten phát (Nt <Nr). Trong trường hợp này vẫn như trước ta có V là ma trận Nt x Nt và U là ma trận Nr x Nr, nhưng ma trận D là ma trận Nt x Nr được tạo thành từ ma trận đường chéo Nt x Nt theo sau là Nr – Nt hàng bằng không: (2.9) Trường hợp đặc biệt khi chỉ có một anten phát và Nr anten thu. Thao tác trên được gọi là phân chia giá trị đơn ma trận H. Kết quả phân chia cho ta các đường chéo khác không với kích thước xác định theo (2.4). Giả sử ta nhân trước x với V và y với UH ta được: (2.10) Trong đó : Phương trình này dẫn đến mô hình SVD MIMO sau: (2.11) Trong đó n=1,2,...,NA. Áp dụng định lý trung tâm, ta có: (2.12) Trong đó là AWGN có phân bố trong máy thu nhưng trong miền không gian. Có thể coi NA luồng song song được truyền trong các kênh không gian trực giao. Giống như đối với OFDM, có thể sử dụng mô hình kênh phađinh phẳng song song tương đương để phân tích và mô phỏng kênh MIMO. Hình 2.2. Phân chia kênh phađinh phẳng MIMO thành các kênh phađinh phẳng song song tương đương dựa trên SVD ln được coi là độ lợi kênh và có thể được sử dụng để đánh giá BER tại phía thu. Nếu ta sử dụng tách sóng nhất quán và coi rằng đã biết li thì SNR tại máy thu được xác định như sau: (2.13) Trong đó n=1,2,...,NA; En là năng lượng tín hiệu điều chế, ln là giá trị eigen của ma trận H và là mật độ phổ công suất tạp âm AWGN. Nếu cho rằng kênh tĩnh và biên độ tín hiệu không đổi giống như trong trường hợp BPSK, thì SNR trên một kênh sẽ là: (2.14) Với Eb là năng lượng bit. Xác suất lỗi bit trong trường hợp này được tính như sau: (2.15) Trong đó là xác suất lỗi bit của một kênh không gian. Xác suất lỗi bit trung bình được tính như sau: (2.16) 2.5.2. Mô hình hệ thống SVD MIMO tối ưu Giả sử x được nhân trước mới ma trận V và y được nhân trước với ma trận UH ta được các biểu thức sau: (2.17) Vì ma trận D là ma trận được chéo hóa, nên ta có thể phân hóa quan hệ giữa z và x vào dạng: (2.18) Trong đó n=1,2,...,NA. Biểu thức (2.18) cho phép xây dựng hệ thống SVD MIMO tối ưu gồm NA kênh pha đinh phẳng song song như trên hình (2.3) Hình 2.3. Mô hình SVD MIMO tối ưu Từ hình 2.3, thấy rằng tại máy phát SVD MIMO , trước hết luồng ký hiệu số liệu được chia luồng không gian thành Nt luồng . Sau đó, các luồng này được nhân với các cột của ma trận V để nhận được các ký hiệu phát vào không gian. Tại máy thu SVD MIMO, các ký hiệu thu được nhân với ma trận UH để tách ra các luồng không gian. SVD ta sẽ được NA kênh không gian song song xác định theo công thức (2.4) 2.6. Đa anten thu Kỹ thuật đa anten được sử dụng phổ biến nhất trong lịch sử và ít phức tạp nhất là kỹ thuật đa anten thu. Nó thường được gọi là phân tập thu hoặc phân tập Rx mặc dù không phải lúc nào mục đích của kỹ thuật này cũng là phân tập để chống lại fading kênh vô tuyến. 2.6.1. Mô hình kênh phân tập anten thu Trong mô hình kênh fadinh có 1 anten phát và Nr anten thu, ma trận kênh như sau: H = [h1,h2,…,hNr] (2.19) Trong đó hm là độ lợi của đường truyền từ anten phát đến máy thu m với m=1,2,…,Nr. Quan hệ giữa tín hiệu vào và ra của hệ thống: Ym(k) = hm(k)*x(k) + ηm(k) (2.20) Trong đó k là thời điểm xét; tạp âm ηm ~ N(0,σ2); σ2 = N0/2. Ta cần tách ký hiệu x(1) dựa trên y1(1), y2(1),…, yNr(1). Nếu các anten đủ cách xa nhau, ta có thể coi độ lợi kênh hm độc lập Rayleigh với nhau và ta nhận được độ lợi phân tập Nr. Đối với điều chế BPSK, xác suất lỗi được tính như sau: (2.21) Trong đó γ = 2Eb/N0 trong điều kiện kênh fadinh Rayleigh với độ lợi hm có phân bố đồng nhất độc lập: N(0,σ2) (2.22) Với ||h||2 SNR là tổng SNR thu đối với vecto kênh cho trước h. Có thể phân tách song tổng tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) thu khi cho điều kiện độ lợi kênh thành hai thành phần sau: (2.23) Thành phần thứ nhất tương ứng với độ lợi dàn; việc sử dụng nhiều anten và kết hợp nhất quán dẫn đến tổng công suất thu hiệu dung tăng tuyến tính với Nr; tăng gấp đôi Nr sẽ cho độ lợi công suất 3dB. Thành phần thứ hai thể hiện độ lợi phân tập: việc lấy trung bình trên tất cả các đường truyền độc lập dẫn đến xác suất trong đó tổng độ lợi thu nhỏ sẽ giảm. Lưu ý rằng nếu chỉ có độ lợi công suất mà không có độ lợi phân tập khi tăng Nr. Mặt khác ngay cả khi tất cả hm đều độc lập với nhau thì thành phần thứ hai : (2.24) Sẽ hội tụ vào 1 khi Nr lớn (giả thiết rằng độ lợi kênh được chuẩn hóa đến phương sai bằng 1) 2.6.2. Sơ đồ kết hợp chọn lọc SC Sơ đồ này sử dụng bộ kết hợp đơn giản nhất, trong đó bộ kết hợp chỉ đơn giản ước tính cường độ tín hiệu tức thời trong Nr anten thu, sau đó chọn lựa anten có tín hiệu mạnh nhất. Vì SC loại bỏ năng lượng hữu ích từ các luồng nên sơ đồ này rõ ràng không phải là tối ưu, tuy nhiên do tính đơn giản của nó nên nó được sử dụng trong nhiều trường hợp khi cần giảm bớt các yêu cầu phần cứng. Sơ đồ kết hợp chọn lọc được cho trên hình 2.4. Hình 2.4. Sơ đồ kết hợp chọn lọc Để xác định độ lợi phân tập trong trường hợp này, ta tiến hành như sau. Giả sử SNR tức thời của một nhánh là , SNR trung bình của mỗi nhánh là , trong đó Em là năng lượng tín hiệu tức thời trên nhánh i, còn E0 là năng lượng công suất tín hiệu trên một nhánh và là mật độ tạp âm song biên nhánh m. Xác suất SNR trên mỗi nhánh nhỏ hơn hoặc bằng một giá trị cho trước như sau: (2.25) Xác suất tất cả SNR trong tất cả các nhánh cùng nhỏ hơn như sau: (2.26) Nếu coi rằng là ngưỡng mà dưới nó ta sẽ không chọn bất kỳ nhánh nào, thì sẽ là xác suất mất thông tin và phương trình xác suất mất thông tin sẽ giảm đi đáng kể khi số anten thu Nr tăng. Từ phương trình ta có thể xác định xác suất ít nhất có một anten được lựa chọn như sau: P(ít nhất một nhánh (2.27) Lấy vi phân ta có thể tìm được mật độ xác suất, lấy tích phân mật độ xác suất ta sẽ tính được SNR trung bình như sau: (2.28) Phương trinh cho thấy khi số anten thu Nr lớn, việc tăng anten thu cải thiện SNR trung bình không đáng kể. 2.6.3. Sơ đồ kết hợp tỷ lệ cực đại MRC Hình (2.5) mô tả nguyên lý cơ bản của cách kết hợp các tín hiệu thu y1,...,yNr ở Nr anten, các tín hiệu thu được nhân với trọng số phức trước khi cộng với nhau. Trong ký hiệu vector, sự kết hợp tuyến tính anten thu được biểu diễn như sau: (2.29) Giả thiết là tín hiệu phát chỉ bị ảnh hưởng của fading không chọn lọc tần số và tạp âm trắng, tức là không có hiện tượng tán thời kênh vô tuyến, tín hiệu thu ở các anten khác nhau trong hình 6.1 được biểu diễn như sau: (2.30) Trong đó s là tín hiệu phát, vector là độ lợi kênh phức và vector là tạp âm gây ảnh hưởng tới tín hiệu thu ở các anten khác nhau. Hình 2.5. Kết hợp anten thu tuyến tính Dễ dàng có thể thấy rằng, để tối đa tỷ lệ tín hiệu/tạp âm sau khi kết hợp tuyến tính, vector trọng số phải được lựa chọn: (2.31) Đây được gọi là Kết hợp tỷ lệ cực đại MRC. Trọng số MRC thực hiện hai mục đích: Quay pha tín hiệu thu tại các anten khác nhau để bù pha đáp ứng kênh và đảm bảo tín hiệu được sắp xếp pha trước khi kết hợp với nhau. Cân bằng tín hiệu tỷ lệ với độ lợi đáp ứng kênh, áp dụng trọng số cao hơn cho tín hiệu thu mạnh hơn. Trong trường hợp các anten không tương quan, khoảng cách giữa các anten lớn hoặc hướng phân cực khác nhau thì độ lợi kênh h1...hNr không tương quan với nhau và sự kết hợp tuyến tính anten sẽ đưa ra phân tập bậc Nr . Về mặt tạo búp sóng phía thu, lựa chọn các trọng số anten theo (2.31) tương ứng với một búp phía thu có độ lợi lớn nhất theo hướng của tín hiệu. Do đó, sử dụng đa anten thu có thể làm tăng tỷ số tín hiệu/tạp âm sau bộ kết hợp tỷ lệ với số lượng anten thu. MRC là một chiến lược kết hợp anten thích hợp khi tín hiệu thu chủ yếu bị ảnh hưởng bởi tạp âm. Tuy nhiên, trong nhiều trường hợp, tín hiệu thu bị ảnh hưởng chính của nhiễu từ nhiều anten phát trong hệ thống hơn là tạp âm. Trong hoàn cảnh số lượng tín hiệu nhiễu khá lớn xấp xỉ cường độ tín hiêu, MRC vẫn là một lựa chọn tốt. Lúc này, nhiễu tổng sẽ xuất hiện tương đối giống tạp âm, không có hướng đến cụ thể. Tuy nhiên, trong những hoàn cảnh chỉ có một nguồn nhiễu trội (tổng quát lên, số lượng nguồn nhiễu trội có giới hạn), như được minh họa trong hình 2.6, hiệu năng sẽ được cải thiện nếu thay vì lựa chọn trọng số anten để tối đa hóa tỷ số tín hiệu/ tạp âm sau khi kết hợp, thì các trọng số sẽ được lựa chọn để triệt nhiễu. Về mặt tạo búp sóng thu, điều này tương ứng với việc làm yếu đi búp sóng phía nhiễu và tập trung búp sóng theo hướng tín hiệu. 2.6.4. Kết hợp loại bỏ nhiễu IRC Áp dụng việc kết hợp anten với mục tiêu là triệt nhiễu được gọi là Kết hợp loại bỏ nhiễu IRC. Trong trường hợp có một nguồn nhiễu trội như đã trình bày sơ lược trong hình 2.6, biểu thức (2.30) có thể mở rộng: (2.32) Trong đó xI là tín hiệu nhiễu phát, là độ lợi kênh phức từ nguồn nhiễu tới Nr anten thu. Áp dụng (2.29) vào (2.32), thấy rõ rằng tín hiệu nhiễu sẽ bị triệt tiêu hoàn toàn nếu trọng số được chọn sao cho (2.33) Tổng quát, sẽ có Nr-1 giải pháp không tầm thường để biểu thị sự linh hoạt khi lựa chọn vector trọng số. Sự linh hoạt này có thể được sử dụng để triệt nhiễu trội. Đặc biệt hơn, trong trường hợp tổng quát với Nr anten thu sẽ có khả năng (ít nhất là về mặt lý thuyết) triệt tiêu hoàn toàn Nr-1 nguồn nhiễu. Tuy nhiên với một lựa chọn trọng số anten nào đó mà có thể triệt hoàn toàn một số nguồn nhiễu trội thì có thể làm tăng tạp âm sau khi kết hợp anten. Hình 2.6. Kịch bản đường xuống với một nguồn nhiễu trội Vì vậy, cũng giống như cân bằng tuyến tính, khi lựa chọn trọng số anten phải đảm bảo tối thiểu hóa sai số trung bình quân phương: (2.34) Và được gọi là kết hợp sai số trung bình quân phương cực tiểu MMSE Tuy hình 2.6 minh họa kịch bản đường xuống với trạm gốc gây nhiễu, IRC cũng có thể được áp dụng cho đường lên để triệt nhiêu từ máy di động.Với trường hợp này, máy di động gây nhiễu có thể ở cùng ô (nhiễu trong ô) hoặc ở ô bên cạnh (nhiễu ngoài ô) với máy di động mục tiêu. Triệt nhiễu trong ô liên quan tới trường hợp đường lên không trực giao, đó là khi nhiều máy di động phát đồng thời sử dụng cùng tài nguyên thời gian-tần số. Triệt nhiễu trong ô đường lên bằng IRC thông thường được gọi là đa truy nhập phân chia theo không gian (SDMA) Hình 2.7. Kịch bản phía thu với một nguồn nhiễu mạnh từ máy đầu cuối di động a) Nhiễu trong ô. B) Nhiễu ngoài ô Trong thực tế, kênh vô tuyến luôn bị ảnh hưởng của tán thời, tương đương với tính chọn lọc tần số gây ra méo tín hiệu băng rộng. Một phương pháp để làm giảm méo là cân bằng tuyến tính cả về thời gian và tần số. Có thể thấy rằng kết hợp anten tuyến tính và cân bằng tuyến tính có nhiều điểm giống nhau: Cân bằng/lọc tuyến tính trong miền thời gian/tần số là cách xử lý được áp dụng với những tín hiệu thu tại những thời điểm khác nhau (tần số khác nhau) với mục đích làm tối đa tỷ số SNR sau bộ cân bằng, triệt méo tín hiệu gây ra do tính chọn lọc tần số của kênh vô tuyến (cân bằng ZF, MMSE...) Kết hợp anten thu tuyến tính là cách xử lý tuyến tính được áp dụng với tín hiệu thu tại các anten khác nhau, tức là xử lý trong miền không gian với mục đích làm tối đa tỷ số SNR sau bộ kết hợp (kết hợp dựa trên MRC), triệt các nguồn nhiễu cụ thể. Do đó, trong trường hợp chung của kênh lựa chọn tần số và đa anten thu, cả hai phương pháp xử lý/lọc tuyến tính không gian/thời gian đều được áp dụng như minh họa trong hình 2.8, ở đó việc lọc tuyến tính có thể được coi là chung cho các trọng số anten trong hình 2.4. Các bộ lọc được lựa chọn để làm giảm ảnh hưởng của tạp âm, nhiễu và méo tín hiệu. Đặc biệt trong trường hợp việc chèn thêm tiền tố chu kỳ được áp dụng ở phía phát thì quá trình xử lý tuyến tính không gian/tần số được minh họa như hình 2.9 Hình 2.8. Xử lý tuyến tính không gian/thời gian 2 chiều (2 anten thu) Hình 2.9. Xử lý tuyến tính không gian/ tần số 2 chiều (2 anten thu) Quá trình xử lý không gian/tần số phác thảo trong hình 2.9 mà không có IDFT có thể được ứng dụng nếu phân tập thu được sử dụng trong truyền dẫn OFDM. Trong trường hợp OFDM, không xảy ra méo tín hiệu do tính lựa chọn tần số của kênh vô tuyến. Do đó, các hệ số miền tần số ở hình 2.9 có thể được lựa chọn mà chỉ tính đến nhiễu và tạp âm. Về nguyên lý, điều này có nghĩa là các lược đồ kết hợp anten MRC và IRC được áp dụng trên cở sở từng sóng mang con. 2.7. Đa anten phát Như một sự thay thế hoặc bổ sung cho kỹ thuật đa anten thu, phân tập và tạo búp sóng cũng có thể đạt được với việc áp dụng kỹ thuật đa anten phát. Việc sử dụng nhiều anten phát rất phù hợp với đường xuống, như là nhiều anten phát ở trạm gốc. Trong trường hợp này, việc sử dụng nhiều anten phát đưa ra cơ hội phân tập và tạo búp mà không cần thêm anten thu.Mặt khác, vì lý do độ phức tạp nên việc sử dụng nhiều anten phát cho đường lên tức là ở máy đầu cuối không mấy hấp dẫn. Trường hợp này tốt hơn là sử dụng đa anten thu ở trạm gốc. 2.7.1. Phân tập phát Nếu không biết các kênh đường xuống của các anten phát khác nhau có khả dụng không, kỹ thuật anten phát không thể thực hiện tạo búp sóng được mà chỉ thực hiện phân tập. Để đạt được phân tập thì giữa các kênh của các anten khác nhau phải có độ tương quan rất thấp. Như đã nói đến trong phần 2.1 điều này có được bằng cách tăng khoảng cách giữa các anten hoặc các anten phân cực khác nhau. 2.7.1.1. Sơ đồ Alamouti hai anten phát với một anten thu Sơ đồ Alamouti được thiết kế cho hai anten phát, tuy nhiên ở mức độ nhất định có thể được tổng quát hóa cho nhiều hơn hai anten. Với pha đinh phẳng, hai anten phát và một anten thu, có thể viết kênh thu đơn như sau: (2.35) Trong đó, hn là độ lợi kênh từ anten phát n, k là chỉ số biểu thị thời điểm phát. Sơ đồ Alamouti phát hai ký hiệu phức x1 và x2 trên hai thời gian ký hiệu trên hai anten 1 và 2 như sau: tại thời điểm k, x1(k) = x1 và x2(k) = x2; tại thời điểm k+1 , x1(k+1) = và x2(k+1)=. Nếu coi rằng kênh không đổi trong thời gian hai ký hiệu và đặt h1 = h1(k) = h1(k+1), h2 = h2(k) = h2(k+1), khi này có thể viết ma trận vào dạng sau: (2.36) Có thể viết lại phương trình trên vào dạng sau: (2.37) Nhận thấy cột của ma trận chữ nhật trong phương trình trên trực giao với nhau. Vì thế nhiệm vụ tách sóng x1 và x2 được chia thành hai nhiệm vụ vô hướng trực giao. Hình 2.10. Sơ đồ Alamouti hai anten phát và một anten thu Sơ đồ Alamouti làm việc cho tất cả các kiểu chùm ký hiệu x1, x2 khác nhau, tuy nhiên để đơn giản, ở đây chỉ xét BPSK với truyền 2 bit trong thời gian hai ký hiệu. Trong sơ đồ mã lặp cần sử dụng 4-PAM để đạt được cùng tốc độ bít. Để đạt được cùng khoảng cách tối thiểu như các ký hiệu BPSK trong sơ đồ Alamouti, cần tăng 5 lần năng lượng ký hiệu. Hình 2.10 cho trình bày sơ đồ Allamouti hai anten phát và một anten thu với 3 chức năng sau: Mã hóa và chuỗi các ký hiệu phát tại máy phát Sơ đồ kết hợp tại máy thu Quy tắc quyết định khả năng giống cực đại a. Mã hóa và chuỗi phát Trong khoảng thời gian cho trước một ký hiệu, hai ký hiệu được truyền đồng thời từ hai anten phát. Ký hiệu tín hiệu phát từ anten một là x1(k)=x1 và tín hiệu phát từ anten hai là x2(k)=x2. Trong thời gian ký hiệu tiếp theo, x1(k+1) = được phát đi từ anten một và x2(k+1)=được phát đi từ anten hai. Ký hiệu h1(k) và h2(k) là đáp ứng kênh cho đường truyền từ anten phát 1 và đường truyền từ anten phát 2 tại thời điểm k. Giả thiết phađinh không đổi trong thời gian hai ký hiệu phát, có thể viết: (2.38a) (2.38b) Trong đó T là độ dài ký hiệu và kT là thời gian xét. Khi này ta có thể viết các biểu thức sau cho các ký hiệu thu: (2.39) Trong đó y1 và y2 là ký hiệu cho các tín hiệu thu tại thời điểm k và k+1, và là các biến ngẫu nhiên phức thể hiện tạp âm có phân bố Gauss. Từ (2.38), có thể viết lại phương trình (2.39) vào dạng sau: (2.40) Trong đó: là vector thu. (2.41) là ma trận kênh tương đương. và b. Sơ đồ kết hợp Giả thiết rằng máy thu hoàn toàn biết được trạng thái kênh. Bộ kết hợp thực hiện nhân bên trái vector thu y với ma trận chuyển vị Hermitian HH để được : = = (2.42) Sử dụng khai triển (2.42), được các ước tính của các ký hiệu x1 và x2 như sau: (2.43a) (2.43b) Bộ kết hợp trên hình tạo ra hai ký hiệu kết hợp và gửi chúng đến bộ quyết định khả giống cực đại. c.Quy tắc quyết định khả năng giống cực đại Từ hai tín hiệu đầu ra bộ kết hợp, bộ tách sóng khả giống cực đại sẽ chọn ra hai tín hiệu ước tính x1 và x2 sao cho: (2.44) (2.45) d. SNR tổng hợp có thể được tính như sau (nếu coi rằng năng lượng tín hiệu phát chia đều cho hai anten) (2.46) Trong đó Eb là năng lượng của tín hiệu phát, với N0 là công suất tạp âm đơn biên. 2.7.1.2. Sơ đồ Alamouti hai anten phát và Nr anten thu Hình 2.11.Sơ đồ Alamouti hai anten phát và hai anten thu Trong trường hợp này sử dụng hai anten phát và Nr anten thu. Để minh họa, ta xét trường hợp hai anten thu (Nr = 2) như trên hình 2.11 . Xét quá trình xử lý trong thời gian hai ký hiệu và coi rằng độ lợi kênh không thay đổi trong thời gian này. Mã hóa và chuỗi phát của các ký hiệu thông tin trong trường hợp này như sau: Anten 1 Anten 2 Thời điểm k x1 x2 Thời điểm k+1 Bảng 2.1. Mã hóa và chuỗi ký hiệu phát cho sơ đồ phân tập phát hai anten Anten thu 1 Anten thu 2 Anten phát 1 h11 h12 Anten phát 2 h21 h22 Bảng 2.2 .Định nghĩa các kênh giữa anten phát và anten thu Anten thu 1 Anten thu 2 Thời gian k h11 h12 Thời gian k+1 h21 h22 Bảng 2.3. Ký hiệu các tín hiệu thu tại hai anten thu Biểu thức cho các tín hiệu thu như sau: (2.47a) (2.47b) (2.47c) (2.47d) Trong đó, là độ lợi đường truyền từ anten phát n đến anten thu m. Từ phương trình (2.47), đối với hai ký hiệu liên tiếp được thu từ máy thu thứ nhất tại thời điểm k và k+1, ta có: Y1=H1x+N1 (2.48) Trong đó: là ma trận kênh tương đương Tương tự đối với hai ký hiệu liên tiếp được thu từ máy thu thứ hai, ta có: Y2=H2x+N2 (2.49) Trong đó: là ma trận kênh tương đương và Để tính toán ước tính, nhân (4.72) và (4.73) với các ma trận kênh chuyển vị Hermitian tương ứng: (2.50) (2.51) Sau đó kết hợp hai phương trình (2.50) và (2.51) với nhau: (2.52) Trong đó: , Khai triển (2.52) ta được: (2.53) (2.54) Sau đó các tín hiệu kết hợp này được đưa đến bộ tách sóng khả giống cực đại, tại đây ước tính cho x1 được chọn dựa trên các tiêu chuẩn: Chọn xi nếu và chỉ nếu: (2.55) Hay: (2.56) Tương tự đối với x2, sử dụng quy tắc trên để chọn xi nếu và chỉ nếu (2.57) SNR trong trường hợp này được tính như sau: (2.58) Như vậy, các tín hiệu kết hợp từ hai anten thu chỉ là cộng đơn thuần các tín hiệu từ từng anten, nghĩa là sơ đồ kết hợp giống như trường hợp một anten thu. 2.7.1.1. Phân tập trễ Kênh vô tuyến thường bị tán thời, tín hiệu truyền từ đầu phát tới đầu thu theo qua nhiều tuyến fading độc lập có trễ khác nhau, mang lại khả năng phân tập đa đường hoặc phân tập tần số tương ứng. Truyền dẫn đa đường mang lại lợi ích về hiệu năng đường truyền vô tuyến, với giả thiết là số lượng đường truyền không quá lớn và sơ đồ truyền dẫn phải chứa công cụ để bù méo tín hiệu ví dụ bằng cách truyền dẫn OFDM hoặc sử dụng bộ cân bằng tiên tiến ở phía thu. Nếu bản thân kênh vô tuyến không tán thời, kỹ thuật đa anten phát có thể được sử dụng để tạo tán thời giả, tương đương là tính chọn lọc tần số giả bằng cách phát các tín hiệu giống nhau với trễ tương ứng khác nhau từ nhiều anten. Bằng cách này, fading từ các anten khác nhau sẽ có độ tương quan thấp, từ đó có thể đạt được phân tập tần số. Loại phân tập trễ này được minh họa trong hình 2.12 với trường hợp 2 anten phát. Trễ tương ứng T sẽ được lựa chọn để đảm bảo phù hợp với tính chọn lọc tần số thông qua băng tần của tín hiệu phát đi. Hình 2.12 minh họa với trường hợp 2 anten phát. Phân tập trễ có thể được mở rộng với nhiều hơn 2 anten phát với trễ tương ứng khác nhau trên mỗi anten. Phân tập trễ bản chất là không thể thấy được ở máy đầu cuối. Ở đó chỉ có thể thấy được một kênh vô tuyến gây ra tán thời. Do đó, phân tập trễ có thể được đưa vào hệ thống truyền thông di dộng một cách dễ dàng mà không cần bất kỳ một sự hỗ trợ đặc biệt nào về chuẩn giao diện vô tuyến. Phân tập trễ cũng được áp dụng trong một số sơ đồ truyền dẫn cơ bản, những sơ đồ này được thiết kế để lợi dụng fading chọn lọc tần số, bao gồm WCDMA và CDMA2000. Hình 2.12. Phân tập trễ 2 anten 2.7.1.2. Phân tập trễ vòng CDD Phân tập trễ vòng CDD tương tự như phân tập trễ, khác ở chỗ là CDD hoạt động theo khối và áp dụng dịch vòng thay vì trễ tuyến tính cho các anten khác nhau. Do đó CDD được áp dụng cho những sơ đồ truyền dẫn dựa trên khối như OFDM và DFTS-OFDM. Trong trường hợp truyền dẫn OFDM, dịch vòng tín hiệu miền thời gian thì tương ứng là dịch pha phụ thuộc tần số trước khi điều chế OFDM như được minh họa trong hình 6.8b. Giống như phân tập trễ, nó cũng tạo ra tính lựa chọn tần số giả ở máy thu. Hình 2.13. Phân tập trễ vòng 2 anten (CDD) 2.7.1.3. Phân tập bằng mã hóa không gian thời gian Mã hóa không gian thời gian là thuật ngữ để chỉ những sơ đồ truyền dẫn đa anten mà ở đó việc điều chế các ký hiệu được ánh xạ sang miền thời gian và không gian (đa anten phát) để đạt được phân tập. Mã hóa khối không gian - thời gian STBC phức tạp hơn sơ đồ phân tập phát không gian- thời gian STTD, STBC là một phần của chuẩn 3G CDMA từ phát hành đầu tiên của nó. Như minh họa trong hình 2.14, STTD thực hiện theo từng cặp ký hiệu điều chế. Các ký hiệu điều chế được phát trực tiếp trên anten đầu tiên. Tuy nhiên, trên anten thứ hai thứ tự của các ký hiệu sẽ đảo lại, đồng thời đảo dấu và chuyển liên hợp phức. Hình 2.14. Phân tập phát không gian- thời gian WCDMA (STTD) Truyền dẫn STTD được biểu thị theo vector như sau: (2.59) Trong đó y2n và y2n+1 là ký hiệu thu trong khoảng 2n và 2n+1. Biểu thức trên được giả thiết là các tham số h1 và h2 không thay đổi trong khoảng 2 ký hiệu kề nhau. Ma trận H là ma trận nhất phân. Ký hiệu phát x2n và x2n+1 sẽ được phục hồi lại bằng cách nhân ma trận W=H-1 với ma trận vector Hình 2.15. Phân tập phát không gian/tần số 2 anten 2.7.1.4. Phân tập dựa trên mã hóa không gian-tần số Mã hóa khối không gian- tần số SFBC cũng giống như mã hóa khối không gian -thời gian chỉ khác nhau là việc mã hóa thực hiện trong miền tần số chứ không phải trong miền thời gian. Vì thế, SFBC được ứng dụng trong OFDM và những sơ đồ truyền dẫn ”miền tấn số”. Không gian – tần số tương đương với STTD (mà được gọi là phân tập phát không gian- tần số SFTD) như được minh họa trong hình 2.15. Khối tín hiệu điều chế (miền tần số) a0, a1, a2, a3,... được ánh xạ trực tiếp sang các sóng mang OFDM trên anten thứ nhất, trong khi khối ký hiệu được ánh xạ sang các sóng mang con tương ứng ở anten thứ hai. Hình 2.16. Tạo búp song cổ điển với độ tương cao anten cao: a) Cấu hình anten. b) Cấu trúc búp sóng So sánh hình 2.15 với nửa trái hình 2.13, ta thấy về bản chất sự khác nhau giữa SFBC với phân tập trễ vòng là ở chỗ khối ký hiệu điều chế miền tần số được ánh xạ như thế nào tới anten thứ hai. Lợi ích của SFBC so với CDD là SFBC cung cấp phân tập ngay ở mức ký hiệu điều chế trong khi CDD phải dựa vào mã hóa kênh kết hợp với đan xen miền tần số để đưa ra phân tập. 2.7.2. Tạo búp sóng phía phát Nếu thông tin về các kênh đường xuống của các anten phát khác nhau, và các thông tin chi tiết hơn về pha của kênh tương ứng được biết ở phía anten phát, thì ngoài khả năng cung cấp phân tập, kỹ thuật đa anten phát còn đưa ra khả năng tạo búp sóng. Nói chung, tạo búp sóng làm tăng cường độ tín hiệu ở phía thu theo hệ số NT, tỷ lệ với số anten phát. Khi thảo luận về sơ đồ truyền dẫn dựa trên đa anten để tạo búp sóng có thể tách riêng giữa hai trường hợp độ tương quan cao và thấp. Độ tương quan cao tức là trong cấu hình anten thì khoảng cách giữa các anten nhỏ như hình 2.16a. Trong trường hợp này, các kênh giữa các anten khác nhau và một máy thu nào đó sẽ giống nhau, giống về fading kênh vô tuyến, ngoại trừ sự khác nhau về pha phụ thuộc hướng. Búp sóng truyền dẫn tổng có thể được lái theo các hướng khác nhau bằng cách áp dụng dịch pha khác nhau cho các tín hiệu được truyền trên các anten khác nhau như minh họa trong hình 2.16b. Tạo búp anten phát với dịch pha khác nhau áp dụng cho các anten có độ tương quan cao thường được gọi là tạo búp phân lớp. Do khoảng cách giữa các anten nhỏ, búp sóng tổng sẽ tương đối rộng và bất kỳ một sự thay đổi nào về hướng búp sóng ( trong thực tế sẽ là sự thay đổi dịch pha ) sẽ được thực hiện chậm. Sự thay đổi này dựa trên các ước tính về hướng máy di dộng đầu cuối xuất phát từ các phép đo đường lên. Ngoài ra, do giả thiết độ tương quan giữa các anten cao, tạo búp phân lớp không thể mang lại khả năng phân tập mà chỉ làm tăng cường độ tín hiệu thu mà thôi. Hình 2.17. Tạo búp sóng dựa trên tiền mã hóa trong trường hợp tương quan anten thấp Độ tương quan giữa các anten thấp tức là khoảng cách giữa các anten khá lớn như minh họa trong hinh 2.17 hoặc phân cực khác nhau. Với độ tương quan thấp, nguyên lý tạo búp cơ bản tương tự như trong hình 2.16, tức là tín hiệu được phát trên các anten khác nhau sẽ được nhân với trọng số phức khác nhau. Tuy nhiên, trái ngược với tạo búp phân lớp, lúc này trọng số anten sẽ mang giá trị phức tức là pha và biên độ của tín hiệu sẽ được thay đổi. Nó phản ánh một thực tế là do độ tương quan thấp nên pha và hệ số tăng ích tức thời trên mỗi anten sẽ không giống nhau. Việc áp dụng các trọng số khác nhau cho các tín hiệu được phát trên các anten khác nhau có thể được biểu diễn dưới dạng vector giống như áp dụng một vector tiền mã hóa cho tín hiệu phát như sau: (2.60) Giả thiết là tín hiệu được phát đi từ các anten khác nhau chỉ bị tác động bởi fading phẳng và nhiễu trắng, tức là sẽ không có tán thời kênh vô tuyến, để công suất tín hiệu thu lớn nhất, các trọng số tiền mã hóa sẽ được lựa chọn theo công thức: (2.61) Đây là liên hợp phức chuẩn hóa của hi để đảm bảo công suất phát tổng cố định. Vì thế vector tiền mã hóa phải : Quay pha tín hiệu phát để bù lại pha kênh tức thời và đảm bảo tín hiệu thu được chỉnh pha. Gán công suất cho các anten khác nhau với quy tắc là công suất cao sẽ được gán anten có điều kiện kênh tốt (độ lợi anten cao) Đảm bảo giữ công suất phát tổng không đổi Sự khác nhau chính giữa tạo búp sóng cổ điển theo hình 2.16 với giả thiết độ tương quan anten cao và tạo búp theo hình 2.17 với giả thiết độ tương quan anten thấp là đối với trường hợp thứ hai thì cần nhiều thông tin về kênh hơn, bao gồm việc ước tính fading tức thời của kênh. Do đó việc cập nhật vector tiền mã hóa được thực hiện trong thời gian tương đối ngắn để cập nhật lại sự thay đổi fading. Khi thay đổi các trọng số của bộ tiền mã hóa cũng phải tính đến fading tức thời bao gồm độ lợi kênh tức thời, tạp búp nhanh như hình 2.17 cũng đưa ra phân tập. Ngoài ra, ít nhất trong trường hợp truyền dẫn dựa trên FDD, với truyền dẫn đường lên và đường xuống thực hiện trong băng tần khác nhau, fading vì thế mà sẽ không tương quan giữa đường lên và đường xuống. Do đó, chỉ máy đầu cuối di động mới xác định fading đường xuống. Máy đầu cuối sẽ báo cáo về ước tính kênh đường xuống cho trạm gốc bằng tín hiệu đường lên. Máy đầu cuối lựa chọn vector tiền mã hóa thích hợp từ một tập hợp hữu hạn các vector tiền mã hóa được gọi là codebook, và báo cáo về trạm gốc. Mặt khác, trong trường hợp TDD, với truyền dẫn đường lên và đường xuống thực hiện trong cùng băng tần nhưng tại các khe thời gian khác nhau, giữa đường lên và đường xuống sẽ có tương quan fading cao. Trong trường hợp này, trạm gốc có thể xác định fading đường xuống tức thời (ít nhất là về mặt lý thuyết) từ các phép đo trên đường lên mà không cần hồi tiếp. Tuy nhiên phải giả thiết máy đầu cuối phát liên tục trên đường lên. Hình 2.18.Tiền mã hóa trên mỗi sóng mang con của OFDM (2 anten phát) 2.8. Ghép kênh không gian Việc sử dụng nhiều anten ở cả phía thu và phía phát được coi như là một cách để cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm/nhiễu và phân tập chống lại fading so với việc chỉ sử dụng nhiều anten ở phía phát hoặc phía thu. Đó có thể được gọi là ghép kênh không gian, cho phép tận dụng hiệu quả hơn tỷ số tín hiệu trên tạp âm/nhiễu và tốc độ dữ liệu tăng lên đáng kể qua giao diện vô tuyến. 2.8.1. Nguyên lý cơ bản Từ các phần trước có thể thấy rõ là kỹ thuật đa anten ở phía thu và phía phát giúp cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm phía thu tương ứng với số lượng anten bằng cách áp dụng kỹ thuật tạo búp sóng ở phát và thu.Trong trường hợp tổng quát với Nt an ten phát và Nr anten thu, tỷ số tín hiệu trên tạp âm có thể tăng lên tương ứng với Nt xNr , và cho phép tăng tốc độ dữ liệu với giả thiết băng thông không giới hạn. Tuy nhiên, nếu trong trường hợp băng thông bị giới hạn trong dải hoạt động thì tốc độ dữ liệu sẽ bão hòa khi băng thông không thể tăng được nữa. Để hiểu về bão hòa tốc độ dữ liệu, xem xét biểu thức cơ bản về dung lượng kênh chuẩn hóa sau đây: (2.62) Bằng phương pháp tạo búp, tỷ số S/N có thể tăng tương ứng với Nt x Nr.. Nhìn chung, khi x nhỏ. Tức là với S/N thấp, dung lượng kênh sẽ tăng theo tỷ số S/N. Với x lớn, , tức là với S/N lớn thì dung lượng kênh sẽ tăng theo hàm logarithm của S/N. Tuy nhiên, trong trường hợp nhiều anten phát và anten thu ở một điều kiện cụ thể, ta có thể tạo ra NL= min (Nt, NR) kênh song song (công suất tín hiệu được chia ra cho mỗi kênh) với tỷ số tín hiệu trên tạp âm giảm xuống NL lần. Dung lượng mỗi kênh được tính như sau: (2.63) Khi đó, dung lượng tổng đối với mỗi cấu hình đa anten được xác định như sau: (2.64) Hình 2.19. Cấu hình anten 2x2 Do đó, trong những điều kiện cụ thể nào đó, dung lượng kênh có thể tăng tuyến tính với số lượng anten, tránh khỏi bị bão hòa tốc độ dữ liệu. Đó được gọi là ghép kênh không gian. Thuật ngữ xử lý anten MIMO thường hay được sử dụng mặc dù thuật ngữ này dùng chung cho tất cả trường hợp đa anten phát và thu, bao gồm cả phân tập phát và thu. Để hiểu được nguyên lý cơ bản mà các kênh song song được tạo ra, ta xem xét cấu hình 2x2 anten bao gồm 2 anten phát và 2 anten thu và giả thiết là tín hiệu được phát chỉ bị ảnh hưởng bởi fading phẳng và nhiễu trắng, tức là không có tán thời kênh vô tuyến. Dựa trên hình 2.19, tín hiệu thu có thể được biểu diễn như sau: (2.65) Trong đó H là ma trận kênh 2x2. Giả thiết không có tạp âm và ma trận H khả đảo, vector và tín hiệu x1 và x2 có thể được phục hồi hoàn toàn ở phía thu mà không có nhiễu giữa các tín hiệu bằng cách nhân vector thu với ma trận W= H-1 (2.66) Biểu thức này được minh họa trong hình 2.20 Hình 2.20. Thu tuyến tính/Giải ghép kênh các tính hiệu được ghép không gian Mặc dù vector có thể được phục hồi hoàn toàn trong trường hợp không có tạp âm, miễn là ma trận H khả đảo, (2.66) cũng chỉ ra rằng các đặc tính của H cũng quyết định phạm vi nào mà việc giải điều chế hai tín hiệu sẽ làm tăng mức tạp âm. Để hiểu về ma trận H thì ta cũng phải hiểu rằng tín hiệu phát đi từ hai anten phát sẽ gây nhiễu cho nhau. Hai anten thu có thể được sử dụng để thực hiện sơ đồ IRC, bản chất là để triệt nhiễu của tín hiệu từ anten thứ nhất lên anten thứ hai và ngược lại. Các hàng của ma trận W thực hiện chức năng này. Trong trường hợp tổng quát, cấu hình đa anten sẽ bao gồm NT anten phát và NR anten thu. Số lượng tín hiệu song song có thể được ghép kênh không gian sẽ lớn hơn NL=min (NT, NR). Có thể hiểu được bằng trực giác là: Hiển nhiên sẽ không thể có nhiều hơn NT tín hiệu được có thể được phát đi từ NT anten phát, tức là số lượng tín hiệu được ghép kênh lớn nhất là NT. Với NR anten thu, số lượng tín hiệu nhiễu có thể bị triệt tiêu lớn nhất là NR-1, tức là số lượng tín hiệu được được ghép lớn nhất là NR. Hình 2.21. Ghép kênh không gian dựa trên tiền mã hóa Tuy nhiên, số lượng các tín hiệu được ghép không gian hay còn gọi là bậc ghép kênh không gian, sẽ nhỏ hơn NL trong những trường hợp sau đây : Trong điều kiên kênh xấu (tỷ số tín hiệu/ tạp âm thấp) thì ghép kênh không gian không có lợi vì dung lượng kênh là một hàm tuyến tính với tỷ số tín hiệu/ tạp âm. Trong trường hợp này, sử dụng đa anten phát và thu cho tạo búp sóng để cải thiện tỷ số tín hiệu/ tạp âm hơn là ghép kênh. Trong nhiều trường hợp, bậc ghép không gian được xác định dựa trên các thuộc tính của ma trận kênh kích thước NR xNT. Những anten thừa sẽ được sử dụng để tạo búp sóng. Sự kết hợp giữa tạo búp sóng và ghép kênh không gian có thể đạt được ghép kênh dựa trên tiền mã hóa. 2.8.2. Ghép kênh dựa trên tiền mã hóa Tiền mã hóa tuyến tính trong ghép kênh không gian tức là xử lý tuyến tính bằng ma trận tiền mã hóa kích thước NT x NL được áp dụng ở phía phát như được minh họa trong hình 2.21 trong trường hợp tổng quát NL bằng hoặc nhỏ hơn NT, tức là NL tín hiệu được ghép kênh và được phát đi bởi NT anten. Chú ý là ghép kênh không gian dựa trên tiền mã hóa có thể được coi là tổng quát cho tạo búp dựa trên tiền mã hóa với vector tiền mã hóa có kích thước NT x 1 thay cho NT x NL. Tiền mã hóa trong hình 2.21 có thể vì hai mục đích sau: Trong trường hợp số tín hiệu ghép không gian bằng số anten phát (NL = NT), tiền mã hóa được sử dụng để “trực giao” các luồng song song, cho phép tăng cường cách ly tín hiệu ở phía thu. Hình 2.22. Trực giao hóa tín hiệu ghép không gian thông qua tiền mã hóa. là giá trị eigen thứ i của ma trận HHH Trong trường hợp số tín hiệu ghép nhỏ hơn số anten phát NL < NT, tiền mã hóa được sử dụng để sắp xếp NL tín hiệu ghép kênh lên NT anten phát bao gồm cả ghép kênh không gian và tạo búp sóng. Để xác nhận rằng tiền mã hóa có thể tăng cường cách ly các tín hiệu ghép kênh, ta biểu diễn ma trận kênh H dưới dạng SVD (2.67) Trong đó, từng cột của V và W tạo nên một tập trực giao và là một ma trận NL x NL với các giá trị đặc trưng NL của HHH là phần tử trên đường chéo. Bằng cách áp dụng ma trận V là ma trận tiền mã hóa ở phía phát và ma trận WH ở phía thu. Nếu ma trận kênh tương ứng là ma trận đường chéo thì sẽ không có nhiễu giữa các tín hiệu ghép kênh ở phía thu. Đồng thời, nếu cả V và W có các cột trực giao, công suất phát cũng như mức độ nhiễu bộ giải điều chế (giả thiết là nhiễu trắng) được thay đổi. Nói một cách rõ ràng hơn, trong trường hợp tiền mã hóa, mỗi tín hiệu thu sẽ có mức chất lượng nào đó, phụ thuộc vào giá trị đặc trưng của ma trận kênh. Điều này chỉ ra lợi ích tiềm tàng của việc áp dụng sự tương thích kết nối động trong miền không gian, tức là lựa chọn tương ứng tỷ lệ mã hóa hoặc sơ đồ điều chế cho mỗi tín hiệu được truyền đi. Trong thực tế, ma trận tiền mã hóa không bao giờ tương ứng với ma trận kênh một cách hoàn hảo, vì luôn có nhiễu giữa các tín hiệu ghép không gian. Nhiễu này có thể được xử lý bằng cách thêm vào bộ thu chức năng xử lý tuyến tính hoặc phi tuyến.. Hình 2.23. Truyền dẫn một từ mã (a) và đa từ mã (b) Để xác định ma trận tiền mã hóa V, cần phải biết về ma trận kênh H. Tương tự như tạo búp sóng dựa trên bộ tiền mã hóa, cách tiếp cận chung là ước tính kênh ở phía thu và quyết định ma trận tiền mã hóa phù hợp từ một tập các ma trận tiền mã hóa khả dụng (codebook). Phía thu sau đó sẽ phản hồi lại thông tin về ma trận tiền mã hóa đã lựa chọn ở phía phát. 2.8.3. Xử lý bộ thu phi tuyến Phần trước đã mô tả về cách sử dụng việc xử lý tuyến tính để phục hồi tín hiệu ghép kênh không gian. Tuy nhiên, để tăng hiệu suất giải điều chế thì có thể áp dụng xử lý bộ thu phi tuyến. Để tối ưu bộ thu có thể sử dụng thuật toán tách sóng ML (Khả năng giống nhất). Tuy nhiên, trong nhiều trường hợp thì thuật toán này khá phức tạp. Do vậy, một số phương án được đề xuất để giảm thiểu độ phức tạp. Một phương pháp phi tuyến khác cho giải điều chế tín hiệu ghép kênh không gian là sử dụng SIC (Triệt nhiễu thành công). SIC yêu cầu các tín hiệu đưa vào phải được mã hóa riêng biệt trước khi ghép kênh không gian. Do vậy thường được gọi là truyền dẫn đa từ mã. Ngược lại với truyền dẫn đa từ mã là truyền dẫn một từ mã, trong đó các tín hiệu ghép kênh được mã hóa cùng nhau.Nó có thể được hiểu một cách tổng quan là dữ liệu xuất phát từ một nguồn nhưng sau đó sẽ được giải ghép kênh thành các tín hiệu khác nhau để có thể ghép không gian trước khi mã hóa kênh. Như trong hình 2.24 đã chỉ ra, với SIC, trước tiên máy thu sẽ giải điều chế và giải mã từng tín hiệu ghép không gian thứ nhất. Dữ liệu sau khi được giải mã chính xác sẽ được mã hóa lại và loại trừ dần trong tín hiệu thu. Do đó, tín hiệu ghép thứ hai có thể được giải điều chế và giải mã mà không bị nhiễu từ tín hiệu thứ nhất (ít nhất là trong trường hợp lý tưởng). Sau đó dữ liệu được giải mã chính xác của tín hiệu thứ hai sẽ được mã hóa lại và trừ dần trong tín hiệu thu trước khi giải mã tín hiệu thứ ba. Các bước cứ thế được tiếp tục thực hiện cho đến khi tất cả các tín hiệu được giải điều chế và giải mã. Hình 2.24. Giải ghép kênh/giải mã tín hiệu ghép không gian dựa trên SIC Rõ ràng là với SIC, tín hiệu đầu tiên được giải mã sẽ ở mức nhiễu cao hơn so với các tín hiệu được giải mã sau này. Như vậy, để thực hiện một cách chính xác hơn thì tín hiệu được giải mã trước phải mạnh hơn những tín hiệu sau. Với giả thiết truyền dẫn đa từ mã như hình 2.23b, điều này có thể thực hiện được bằng cách áp dụng các sơ đồ điều chế và tỷ lệ mã hóa khác nhau đối với các tín hiệu khác nhau. Sơ đồ điều chế bậc thấp, tỷ lệ mã hóa thấp tức là tốc độ dữ liệu thấp sẽ được áp dụng cho tín hiệu được giải mã trước. Kỹ thuật này thường được gọi là Điều khiển tỷ lệ trên anten PARC. 2.9. Tổng kết Trong chương 2, đồ án đã trình bày những kỹ thuật đa anten kinh điển nhất được sử dụng trong hệ thống thông tin vô tuyến nói chung và trong các hệ thống thông tin di động 3G+ (HSPA+ và LTE ) nói riêng. Các sơ đồ MIMO được thiết kế để khai thác tài nguyên nào đó trong môi trường truyền vô tuyến, tốc độ dữ liệu được nâng cao bằng cách truyền nhiều luồng dữ liệu song song. Do đó nhìn chung kỹ thuật đa anten được ứng dụng trong 3G+ với mục đích lớn nhất là tăng tốc độ dữ liệu, nâng cao hiệu suất sử dụng đường truyền vô tuyến. Cụ thể kỹ thuật đa anten trong HSPA+ và LTE sẽ dược trình bày trong chương 3. CHƯƠNG 3 KỸ THUẬT ĐA ANTEN TRONG HSPA+ VÀ LTE 3.1. Mở đầu 3GPP phát hành 7 đưa ra một số đặc tính mới. MIMO là một trong những đặc tính mới và quan trọng của HSPA phát hành 7, được đưa ra để làm tăng tốc độ dữ liệu đỉnh thông qua truyền dẫn đa luồng. Nói một cách tổng quan nhất thì MIMO là sử dụng nhiều anten ở phía phát và phía thu, có thể được sử dụng để phân tập và từ đó tăng tỷ số sóng mang/nhiễu. Tuy nhiên, nhìn chung thuật ngữ này dùng cho trường hợp truyền dẫn đa lớp hoặc đa luồng, nó như một phương tiện để làm tăng tốc độ dữ liệu trong một kênh. Do đó, MIMO hoặc ghép kênh không gian được coi là một phương tiện để cải thiện thông lượng người dùng đầu cuối. Đương nhiên, khi thông lượng người dùng đầu cuối tăng thì sẽ làm tăng thông lượng của hệ thống. Như đã trình bày trong chương trước, các sơ đồ MIMO được thiết kế để khai thác tài nguyên nào đó trong môi trường truyền vô tuyến, tốc độ dữ liệu được nâng cao bằng cách truyền nhiều luồng dữ liệu song song. Tuy nhiên, để đạt được tốc độ dữ liệu cao thì phải thỏa mãn một tỷ số sóng mang trên nhiễu tương ứng ở phía thu. Do vậy, ghép kênh không gian thường được ứng dụng trong những ô nhỏ hoặc gần trạm gốc, bởi vì ở những vị trí này tỷ số sóng mang trên nhiễu thường cao. Còn ở những vị trí mà tỷ số sóng mang trên nhiễu thấp, UE-MIMO sẽ được sử dụng để phân tập thu trong truyền dẫn đơn luồng. 3.2. Kỹ thuật đa anten trong HSPA+ Quá trình tích hợp công nghệ MIMO trong HSPA+ phải mất một thời gian khá lâu. Có rất nhiều phương án được đánh giá và thực hiện. Kết quả cuối cùng là quyết định mở rộng sơ đồ phân tập phát vòng kín của phát hành 99 WCDMA bao gồm cả ghép kênh không gian. Phương pháp này được gọi là D-TxAA (Double Transmit Antenna Array) . Nó chỉ áp dụng được cho kênh chia sẻ đường xuống tốc độ cao HS- DSCH. Truyền dẫn trên hai luồng trở lên được hỗ trợ bởi HSDPA-MIMO. HSDPA- MIMO là một sơ đồ nhiều từ mã và cho phép máy thu triệt nhiễu thành công ở phía thiết bị người dùng .Mỗi luồng sẽ được xử lý tầng vật lý giống nhau : mã hóa, trải phổ và điều chế giống như trong trường hợp HSDPA một lớp tương ứng. Sau khi mã hóa, trải phổ và điều chế, tiền mã hóa tuyến tính sẽ được thực hiện trước khi sắp xếp tới 2 anten phát. Tiền mã hóa mang lại nhiều lợi ích không chỉ với truyền đa luồng mà ngay cả với truyền dẫn một luồng khi sử dụng phân tập phát. Do vậy, tiền mã hóa trong truyền dẫn đơn luồng cũng giống như phân tập phát chế độ vòng kín (sự khác nhau chủ yếu ở báo hiệu và tốc độ cập nhật). Về cơ bản, có thể coi đây là một kiểu tạo búp đơn giản. Ngoài ra, tiền mã hóa còn được sử dụng để làm cho hai luồng tín hiệu gần như trực giao tại phía thu. Nó sẽ làm giảm nhiễu giữa hai luồng tin hiệu cũng như làm giảm việc xử lý tín hiệu số ở phía thu. 3.1.1. Truyền dẫn HSDPA-MIMO Hình 3.1. Xử lý kênh HS-DSCH trong trường hợp truyền dẫn MIMO Để hỗ trợ truyền dẫn hai luồng, kênh HS-DSCH được thay đổi phù hợp để truyền hai khối dữ liệu trên một TTI. Mỗi khối là một luồng dữ liệu. Từng khối sẽ được gắn thêm CRC và được mã hóa riêng. Do sử dụng cả hai khối trong truyền dẫn, HSDPA-MIMO là một sơ đồ đa từ mã. Nó cho phép máy thu SIC trong UE. Cũng giống như truyền dẫn một luồng, việc xử lý mỗi luồng ở tầng vật lý sẽ là thực hiện nhiệm vụ trải phổ. Để tránh khỏi việc lãng phí nguồn mã hóa kênh, cả hai luồng sẽ được mã hóa sử dụng cùng một tập mã nguồn. Ở phía thu, hai luồng này sẽ được tách ra nhờ vào các phương pháp xử lý thích hợp ở phía thu, ví dụ như phương pháp triệt nhiễu. Với D-TxAA, hai luồng dữ liệu độc lập (chính xác hơn là khối truyền dẫn) được truyền đồng thời trên kênh vô tuyến với mã hóa kênh WCDMA giống nhau. Mỗi khối sẽ được xử lý và mã hóa kênh riêng. Sau quá trình trải phổ mỗi luồng có thể coi như tín hiệu trên một anten ảo.Trước khi mỗi tín hiệu anten ảo này được đưa tới anten vật lý, các tín hiệu sẽ được tiền mã hóa dựa trên các trọng số để tối ưu hóa khi truyền trên kênh vô tuyến. Với mỗi luồng, bộ tiền mã hóa chỉ đơn giản là một cặp trọng số. Luồng i sẽ được nhân với trọng số phức wj trước khi đưa tới anten j, trọng số từ w1 đến w4 là các trọng số khả dụng. Hình 3.2. Sơ đồ D-TxAA Sử dụng tiền mã hóa mang lại lợi ích trong một số trường hợp đặc biệt là khi truyền một luồng. Trong trường hợp này, tiền mã hóa mang lại cả phân tập và độ lợi dàn khi cả hai anten phát được sử dụng và các trọng số được lựa chọn sao cho tín hiệu từ hai anten cộng lại tại bộ thu một cách nhất quán. Điều này làm tăng tỷ số sóng mang trên nhiễu máy thu so với việc không tiền mã hóa, do đó làm tăng vùng phủ đối với một tốc độ dữ liệu nào đó. Luồng dữ liệu đầu tiên sẽ được nhân với w1 và w2, luồng thứ hai thì được nhân với w3 và w4. Các trọng số này có thể có giá trị như sau: (3.1) (3.2) (3.3) Trong trường hợp truyền dẫn hai luồng, tiền mã hóa có thể được sử dụng để giúp máy thu tách hai luồng. Nếu các trọng số luồng hai được chọn là vector đặc trưng (trực giao) của ma trận hệ số tại máy thu, hai luồng sẽ không gây nhiễu với nhau. Do đó, khi trọng số cho luồng thứ nhất đã được lựa chọn, trọng số w3, w4 cho luồng thứ hai phải thỏa mãn yêu cầu là tạo ra cột của ma trận tiền mã hóa trực giao. (3.4) w2 có thể có 4 giá trị, tùy theo 4 giá trị của ma trận tiền mã hóa w. Giá trị của ma trận tiền mã hóa sẽ không thay đổi trong suốt một phân khung. Việc cài đặt các trọng số được thực hiện ở node B. Node B lựa chọn các trọng số tối ưu dựa trên báo cáo PCI từ UE trên đường lên. Các bản tin hồi tiếp này sẽ được chỉ rõ trong phần sau. Sau khi nhân với các trọng số, hai luồng dữ liệu được đưa đến bộ cộng trước khi đưa lên anten, vì thế mỗi anten sẽ phát đi một phần của mỗi luồng. Chú ý là hai khối dữ liệu khác nhau sẽ có sơ đồ điều chế và mã hóa khác nhau phụ thuộc vào tốc độ dữ liệu yêu cầu và điều kiện kênh vô tuyến Để thực hiện giải điều chế dữ liệu đã phát đi, UE yêu cầu việc ước tính kênh phải được tiến hành giữa các anten ảo trạm gốc và các anten vật lý ở UE. Như vậy sẽ có tổng số 4 kênh cần được ước tính. Ngoài ra, tín hiệu hoa tiêu có thể được phát đi trên mỗi anten ảo nhưng không cần tương thích với UE, với giả thiết tín hiệu hoa tiêu sơ cấp được phát đi tại anten đầu tiên. Kênh hoa tiêu chung sẽ được truyền đi từ mỗi anten vật lý. Hình 3.3. Mẫu điều chế kênh hoa tiêu chung với A=1+j Có hai trường hợp có thể xảy ra. Thứ nhất là kênh hoa tiêu sơ cấp được cấu hình trên từng anten, sử dụng cùng mã hóa kênh và mã ngẫu nhiên hóa trên tất cả anten.Trường hợp thứ hai là kênh hoa tiêu sơ cấp được cấu hình trên anten đầu tiên, kênh hoa tiêu thứ cấp được cấu hình trên một anten khác. Nói rõ hơn tức là, một anten sẽ phát đi mẫu điều chế anten 1 của kênh P-CPICH. Anten còn lại sẽ phát mẫu điều chế anten 2 của P-CPICH hoặc mẫu điều chế anten 1 của S-CPICH. Trong trường hợp thứ nhất, các mẫu hoa tiêu trực giao sẽ được sử dụng trên các hoa tiêu khác nhau. Cả hai sơ đồ đều cho phép UE ước tính kênh từ anten phát tới anten thu. Với các thông tin về ma trận tiền mã hóa mà node B sử dụng, UE có thể thực hiện ước tính kênh từ mỗi anten ảo tới anten vật lý ở phía thu. Đó là kênh , trong đó (3.5) Trong đó, là ước tính kênh giữa anten vật lý i ở trạm gốc và anten vật lý j ở UE.Do đó, ma trận tiền mã hóa sẽ được báo cho UE trên kênh HS-SCCH. D-TxAA yêu cầu tín hiệu phản hồi từ UE để trạm gốc có thể đưa ra quyết định chính xác khi lựa chọn trọng số tiền mã hóa cũng như sơ đồ mã hóa và điều chế. Trước tiên, UE phải xác định vector tiền mã hóa sơ cấp cho khối truyền dẫn thứ nhất, bao gồm w1 và w=2. Do w1 đã cố định, nên thông tin phản hồi chỉ bao gồm giá trị của w2. 2 bit được sử dụng trên HS-SCCH để báo hiệu cho một trong bốn giá trị của w2. Các trọng số khác trên HS- DSCH thì sẽ được tính theo w2. Thông tin phản hồi này được gọi là thông tin điều khiển tiền mã hóa PCI. Đồng thời,UE cũng khuyến cáo về việc nên truyền một luồng hay hai luồng trong điều kiện kênh hiện thời. Trong trường hợp truyền hai luồng, vector tiền mã hóa thứ cấp bao gồm trọng số w3 và w4 sẽ được tính ở trạm gốc, bởi vì các trọng số này phải trực giao với vector tiền mã hóa sơ cấp w1 và w2. Do đó, UE không cần thiết phải báo cáo về vector thứ cấp. Việc điều chỉnh trọng số tiền mã hóa được thực hiện ở biên của các phân khung. Ngoài ra, UE còn chỉ định về sơ đồ mã hóa và điều chế tối ưu cho mỗi luồng và được báo cáo này được gọi là CQI. Dựa vào các báo cáo PCI/CQI, bộ lập lịch ở trạm gốc sẽ quyết định có thể truyền một luồng hay hai luồng tới UE, và kích thước của gói tin (kích thước khối truyền dẫn ) là bao nhiêu, sơ đồ điều chế nào được sử dụng cho từng luồng. Việc báo hiệu ma trận tiền mã hóa làm đơn giản hơn nhiều cho hoạt động của UE so với việc ước tính các trọng số anten trong trường hợp phân tập phát vòng đóng phát hành 99. Chú ý trong trường hợp chỉ hỗ trợ truyền một luồng do điều kiện kênh, phương pháp cơ bản chính là sơ đồ phân tập phát vòng kín như trong phát hành 99 3.1.2. Điều khiển tốc độ cho HSDPA-MIMO Việc điều khiển tốc độ cho mỗi luồng cũng tương tự như trong trường hợp truyền dẫn đơn luồng. Tuy nhiên, cơ chế điều khiển yêu cầu xác định số luồng truyền đi cũng như xác định ma trận tiền mã hóa. Vì thế, với mỗi TTI, cơ chế điều khiển tốc độ sẽ xác định số luồng, kích thước khối truyền cho một luồng, số lượng mã cho mã hóa kênh, sơ đồ điều chế và ma trận tiền mã hóa. Thông tin này sẽ được đưa đến cho UE trên kênh HS-SCCH, cũng như trong trường hợp không phải là truyền dẫn MIMO. Khi bộ lập lịch thực hiện điều khiển kích thước hai khối truyền dẫn của mỗi luồng, tốc độ dữ liệu của hai luồng này vì thế mà sẽ được điều khiển một cách độc lập. Truyền dẫn đa luồng thường chỉ có lợi khi tỷ số sóng mang trên nhiễu cao và do đó nó được sử dụng để mang lại tốc độ dữ liệu cao nhất. Với trường hợp chỉ cần tốc độ thấp hơn thì sẽ sử dụng truyền dẫn một luồng. Lúc này, hai anten vật lý sẽ thực hiện phân tập và chỉ có một anten ảo mang dữ liệu người dùng. Tương tự như phát hành 6, cơ chế điều khiển tốc độ dựa vào thông tin phản hồi UE có trong đặc tính kênh tức thời Với trường hợp truyền dẫn hai luồng, thông tin về tốc độ dữ liệu trên mỗi luồng phải được biết rõ. Tuy nhiên, khi bộ lập lịch của node B tự do lựa chọn số lượng anten phát đối với một UE thì tốc độ dữ liệu chủ yếu sẽ là tốc độ trong trường hợp truyền dẫn đơn luồng. Lúc này, CQI sẽ được mở rộng để có thể thực hiện báo cáo cho cả hai trường hợp, cũng như là chỉ ra ma trận tiền mã hóa được sử dụng. 3.1.3. HARQ kết hợp mềm cho HSDPA-MIMO Đối với mỗi luồng, việc xử lý HARQ lớp vật lý hay việc sử dụng nhiều quá trình HARQ sẽ tương tự như trường hợp truyền dẫn đơn luồng. Tuy nhiên, khi nhiều luồng được phát trên nhiều anten khác nhau, thì phải có một luồng được thu chính xác, các luồng khác có thể yêu cầu phát lại phần tải trọng. Nếu luồng đầu tiên thu bị lỗi thì việc giải mã luồng thứ hai cũng sẽ không chính xác nếu ta sử dụng SIC. Do đó, trên mỗi luồng, ACK/NAK sẽ được gửi đi từ UE tới Node B. 3.1.4. Tín hiệu điều khiển cho HSDPA-MIMO Để hỗ trợ MIMO, tín hiệu điều khiển ngoài băng sẽ được thay đổi sao cho phù hợp. Còn tín hiệu trong băng thì yêu cầu không được thay đổi trong kết cấu tiêu đề MAC-hs. Đồng thời việc lựa chọn hàng đợi ưu tiên cũng không bị ảnh hưởng khi ứng dụng MIMO. Tuy nhiên, để hỗ trợ hiệu quả cho tốc độ dữ liệu mà MIMO đưa ra, lớp MAC và RLC sẽ được bổ sung thêm một số phân đoạn linh hoạt. Tín hiệu điều khiển ngoài băng sẽ được mang trên kênh HS-SCCH. Khi chức năng MIMO được cho phép ở UE, khuôn dạng phù hợp của HS-SCCH sẽ được lựa chọn sử dụng để cung cấp các thông tin bổ sung. Sẽ có một kênh HS-SCCH mới loại M dành cho khi họat động ở chế độ MIMO. Hình 3.4. Thông tin kênh HS-DSCH khi hỗ trợ MIMO HS-SCCH được phân chia thành hai phần. Phần một được mở rộng để chứa thông tin về số luồng truyền tới UE (một luồng hay hai luồng) và sơ đồ điều chế tương ứng cũng như ma trận nào trong bốn ma trận tiền mã hóa mà node B sử dụng. Còn khuôn dạng phần thứ hai của HS-SCCH sẽ phụ thuộc vào việc sử dụng truyền dẫn một luồng hay hai luồng. Với trường hợp sau, các bit thông tin bổ sung sẽ được phát đi trong phần hai để mang thông tin HARQ và kích thước khối truyền cho luồng thứ hai. Mặc dù số lượng các bit trên kênh HS-SCCH có tăng lên khi chức năng MIMO được cho phép, nhưng hệ số trải phổ của HS-SCCH vẫn được giữ nguyên là 128. Các bit này vẫn sẽ được đặt vừa vặn trong lớp vật lý bằng cách điều chỉnh tỷ lệ phù hợp giữa hai phần của HS-SCCH. Hình 3.3. chỉ ra thông tin kênh HS-DSCH trong trường hợp hỗ trợ MIMO. Thông tin trong ô màu xám là so sánh với phát hành 5. Nếu một khối truyền dẫn được phát đi, các thông tin sau sẽ được kênh HS-SCCH loại M phát đi Thông tin về tập mã kênh (7 bit) Sơ đồ điều chế + thông tin số khối truyền đi (3 bit) Thông tin trọng số tiền mã hóa (2 bit) Thông tin kích thước khối truyền (6 bit) Thông tin quá trình HARQ (4 bit) Phiên bản chùm sao tín hiệu (2 bit) Nhận dạng UE (16 bit) Nếu hai khối được truyền, thông tin sau sẽ được phát đi trên HS- SCCH loại M: Thông tin về tập mã kênh (7 bit) Sơ đồ điều chế + thông tin số khối truyền đi (3 bit) Thông tin trọng số tiền mã hóa cho khối truyền sơ cấp (2bit) Kích thước khối truyền sơ cấp (6 bit) Kích thước khối truyền thứ cấp (6 bit) Thông tin về quá trình H-ARQ (4 bit) Phiên bản chùm tín hiệu cho khối dữ liệu sơ cấp (2 bit) Phiên bản chùm tín hiệu cho khối dữ liệu thứ cấp (2 bit) Nhận dạng UE (16 bit) Thông tin về sơ đồ điều chế và số khối dữ liệu được phá