Đề tài Tổng quát về công nghệ OFDM

MỤC LỤC Trang BẢNG TRA CỨU CÁC TỪ VIẾT TẮT Từ viết tắt Tiếng Anh Tiếng Việt ADSL Asymmetric Digital Subscriber Line Đường dây thuê bao không đối xứng AM Amplitude Modulation Điều biên AMPS Advaced Mobile Phone System Hệ thống điện thoại tiên tiến APR Access Point Repeater Bộ lặp điểm truy nhập ASK Amplitude Shift Keying Khóa dịch biên AWGN Additive White Gaussian Noise Nhiễu tạp âm trắng BER Bit Error Rate Tỷ lệ bít lỗi Bps Bits per second Bit trên giây BPSK Binary Phase Shift Keying Khóa dịch pha nhị phân BS Base Station Trạm gốc BSC Base Station Controller Bộ điều khiển trạm gốc BTS Base Transmission Station Trạm phát gốc CDMA Code Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo mã CIR Channel Impulse Response Đáp ứng xung của kênh CU Đơn vị dung lượng DAB Digital Audio Broadcasting Truyền thanh số quảng bá DC Direct Current (0 Hz) Dòng điện một chiều DFT Discrete Fourier Transform Phép biến đổi Fourier IDFT Inverse Discrete Fourier Transform Phép biến đổi Fourier ngược DRM Digital Radio Mondiale Hệ thống phát thanh số đường dài DS-CDMA Direct Sequence Code Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo mã dãy trực tiếp DSP Digital Signal Processing Xử lý tín hiệu số DSSS Direct Sequence Spread Spectrum Trải phổ chuỗi trực tiếp DVB Digital Video Broadcasting Truyền hình số quảng bá DVB-C Digital Video Broadcasting – Cable Truyền hình số quảng bá cáp DVB-S Digital Video Broadcasting – Satellite Truyền hình số quảng bá vệ tinh DVB-T Digital Video Broadcasting -Terrestrial Truyền hình số quảng bá mặt đất ETSI European Telecommunications Standards Institute Viện tiêu chuẩn viễn thông Châu Âu EBNR Energy per Bit to Noise Ratio Tỷ lệ năng lượng bit trên tạp âm EDGE Enhanced Data Rate for Global Evolution Tốc độ dữ liệu cao cho sự phát triển toàn cầu FDD Frequency Division Duplexing Song công phân chia theo tần số FDM A Frequency Division Multiplexing Access Đa truy nhập phân chia theo tần số FEC Forward Error Correction Sửa lỗi tiến FFT Fast Fourier Transform Phép biến đổi Fourier nhanh FIR Finite Impulse Response (digital filter) Bộ đáp ứng xung (lọc số) FM Frequency Modulation Điều tần Fs Sample Frequency Tần số lấy mẫu FSK Frequency Shift Keying Khóa dịch tần GI Guard Interval Chuỗi bảo vệ GPRS Generic Packet Radio Services Dịch vụ vô tuyến gói chung GSM Global System for Mobile communications Hệ thống thông tin di động toàn cầu HiperLAN/2 High Performance Radio Local Area Network type 2 Mạng cục bộ máy tính không dây HDTV High Definition Television Truyền hình phân giải cao HLR Home Location Rigister Bộ ghi định vị thường trú ICI Inter-Carrier Interference Nhiễu liên kênh IDM Inter-Modulation Distortion Méo điều chế tương hỗ IF Intermediate Frequency Trung tần IFFT Inverse Fast Fourier Transform Thuật toán biến đổi nhanh ngược Fourier ISI Inter-Symbol Interference Nhiễu liên mẫu tín hiệu LOS Line Of Sight Tầm nhìn thẳng MAC Medium Access Controller Điều khiển truy nhập môi trường MIMO Multiple input multiple output Hệ thống đa anten phát/thu MS Mobile Station Thiết bị đầu cuối di động MSC Mobile Switching Centrer Trung tâm chuyển mạch di động NMT Nordic Mobile Telephone System Hệ thống điện thoại di động Bắc Âu OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao COFDM Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao có mã số sửa sai PAPR Peak to Average Power Ratio Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PCS Personal Communication System Hệ thống thông tin cá nhân PCM Phase Code Modulation Điều chế xung mã PM Phase Modulation Điều chế pha PRS Pseudo Random Sequence Chuỗi giả ngẫu nhiên PSK Phase Shift Keying Khóa dịch pha QAM Quadrature Amplitude Modulation Điều chế biên vuông góc QOS Quality Of Service Chất lượng phục vụ QPSK Quadrature Phase Shift Keying Khóa dịch pha vuông góc SER Symbol Error Rate Tỷ lệ lỗi mẫu tín hiệu SFN Single Frequency Network Mạng đơn tần SIR Signal to Interference Ratio Tỷ lệ tín hiệu trên nhiễu SISO Single Input Single Output Hệ thống một anten phát/thu SNR Signal to Noise Ratio Tỷ lệ tín hiệu trên tạp âm SSB Single Side Band Điều chế đơn biên TDD Time Division Duplexing Song công phân chia theo thời gian TDMA Time Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo thời gian TRAU Transcoder Adapter Rate Unit Đơn vị thích ứng tốc độ mã phát UMTS Universal Mobile Telecommunications System Hệ thống thông tin di động cho tất cả moi người VLSI Very Large Scale Integration Mạch tích hợp mật độ cực lớn VLR Visitor Location Rigister Bộ ghi định vị tạm trú W-CDMA Wide-band Code Division Multiple Access Đa truy nhập phân chia theo mã băng rộng WiMax Worldwide Interoperability for Microwave Access Khả năng tương tác toàn cầu với truy nhập vi ba WLAN Wireless Local Area Network Mạng nội hạt không dây DANH MỤC BẢNG BIỂU Trang Bảng 2.1: Giá trị độ trải trễ của một số môi trường tiêu biểu 30 Bảng 4.1: Mô tả các thông số các mode làm việc trong DVB_T 57 Bảng 4.1: Tổng vận tốc dòng dữ liệu 67 DANH MỤC HÌNH VẼ Trang Hình 1.1 Sóng mang OFDM (N=8) 3 Hình 1.2: Đáp ứng tần số của các subcarrier 7 Hình 1.3: Bộ điều chế OFDM 9 Hình 1.4: Mô tả truyền tín hiệu đa đường tới máy thu. 11 Hình 1.5: Chèn thời khoảng bảo vệ vào tín hiệu OFDM 13 Hình 1.6: Phổ của bốn sóng mang trực giao 14 Hình 1.7: Phổ của bốn sóng mang không trực giao 15 Hình 1.8: Ảnh hưởng của bộ lọc đến chỉ tiêu kỹ thuật OFDM 16 Hình 1.9 : Ảnh hưởng của méo do 2 tín hiệu tone (gồm các hài và IDM) 18 Hình 1.10: SNR hiệu dụng của tín hiệu OFDM với lỗi lệch thời gian khi dùng khoảng bảo vệ là 40 mẫu 20 Hình 1.11: Mô tả ảnh hưởng của lỗi tần số SNR hiệu dụng của OFDM khi dùng điều chế QAM kết hợp 21 Hình 2.1: Đáp ứng xung thu khi truyền một xung RF 28 Hình 2.2: Minh hoạ fading lựa chon tần số 29 Hình 2.3: Hiệu ứng Doppler 32 Hình 2.4: Phổ công suất Doppler 34 Hình 3.1: Các quá trình đồng bộ trong OFDM 39 Hình 3.2: Pilot trong gói OFDM 48 Hìmh 3.3: Một kiểu cấu trúc khung ký tự OFDM 50 Hình 3.4: Bộ đồng bộ khung ký tự dùng FSC 51 Hình 4.1: Sơ đồ khối bộ điều chế số DVB-T 58 Hình 4.2: Sơ đồ khối phần biến đổi số sang tương tự 59 Hình 4.3: Phổ của tín hiệu OFDM với số sóng mang N=16 và phổ tín hiệu RF thực tế. 59 Hình 4.4: Biểu diễn chòm sao của điều chế QPSK, 16-QAM và 64-QAM 61 Hình 4.5: Biểu diễn chòm sao của điều chế phân cấp 16-QAM với α = 4. 61 Hình 4.6: Phân bố sóng mang của DVB-T (chưa chèn khoảng bảo vệ) 62 Hình 4.7: Phân bố các pilot của DVB-T 63 Hình 4.8. Phân bố các pilot của DVB-T trên biểu đồ chòm sao 64 Hình 4.9: Phân bố sóng mang khi chèn thêm khoảng thời gian bảo vệ 65 Hình 4.10: Các tia sóng đến trong thời khoảng bảo vệ 66 LỜI NÓI ĐẦU Trong cuộc sống hàng ngày hiện nay, thông tin liên lạc đóng vai trò rất quan trọng không thể thiếu được. Chúng quyết định nhiều mặt hoạt động xã hội, giúp con người nhanh chóng nắm bắt các giá trị văn hóa, kinh tế, chính trị, khoa học kỹ thuật…rất đa dạng và phong phú. Bằng những bước phát triển thần kỳ, các thành tựu công nghệ Điện Tử - Tin Học – Viễn Thông làm thay đổi cuộc sống con người từng giờ từng phút, tạo ra một trào lưu “Điện Tử - Tin Học – Viễn Thông” trong mọi lĩnh vực ở cuối thế kỷ 20 và đầu thế kỷ 21. Các dịch vụ viễn thông phát triển hết sức nhanh chóng đã tạo ra nhu cầu to lớn cho hệ thống truyền dẫn thông tin. Các công nghệ truyền dẫn vô tuyến lần lược ra đời như FDMA, TDMA ….. nhằm đáp ứng được nhu cầu về tốc độ và chất lượng truyền. Mặc dù các yêu cầu cho các dịch vụ này rất cao song vẫn yêu cầu các giải pháp thích hợp để thực hiện cho từng thế hệ. Kỹ thuật OFDM lần đầu tiên được giới thiệu năm 1966. Tuy nhiên cho đến thời gian gần đây, kỹ thuật OFDM mới được ứng dụng trong thực tế nhờ có những tiến bộ trong lĩnh vực xử lý tín hiệu số và kỹ thuật vi sử lý. OFDM là kỹ thuật điều chế phân chia dải tần cho phép thành rất nhiều dải tần con với các sóng mang khác nhau, mỗi sóng mang này được điều chế để truyền một dòng dữ liệu tốc độ thấp. Tập hợp của các dòng dữ liệu tốc độ thấp này chính là dòng tốc độ cao cần truyền tải. Các sóng mang trong kỹ thuật điều chế đa sóng mang là họ sóng mang trực giao, điều này cho phép chồng phổ giữa các sóng mang. Do đó sử dụng dải thông một cách hiệu quả, ngoài ra họ sóng mang trực giao còn mang lại nhiều lợi ích khác mà các kỹ thuật khác không có. Phương pháp này được gọi chung là ghép kênh theo tần số trực giao OFDM. Trong nội dung đồ án tốt nghiệp em xin giới thiệu tổng quát về công nghệ OFDM và các ứng dụng trong thông tin vô tuyến. Đồ án gồm các nội dung chính sau: Chương 1: Giới thiệu về kỹ thuật OFDM Chương 2: Ảnh hưởng của kênh vô tuyến đến truyền dẫn tín hiệu. Chương 3: Các vấn đề kỹ thuật trong hệ thống OFDM Chương 4: Ứng dụng công nghệ OFDM trong truyền hình số mặt đất DVB_T Mục đích của đồ án là nêu được nguyên lý chung, cấu trúc và các ưu nhược điểm của công nghệ OFDM. Đồng thời nêu ra các ứng dụng trong thông tin vô tuyến và hướng phát triển trong tương lai. Vì thời gian có hạn và kiến thức con hạn chế nên đồ án của em không tránh khỏi những thiếu sót. Em rất mong nhận được sự góp ý của thầy cô và bạn bè. Trong quá trình làm đồ án em nhận được rất nhiều sự giúp đỡ thầy cô, bạn bè, các anh chị lớp trên và gia đình. Với lòng biết ơn sâu sắc, em xin chân thành cảm ơn thầy hướng dẫn đồ án ThS. Nguyễn Văn Hào cùng các thầy cô trong Khoa Kỹ Thuật & Công Nghệ - trường Đại Học Quy Nhơn. Đồng thời, em cũng xin cảm ơn các anh chị lớp trên đã tận tình giúp đỡ em cùng gia đình và bạn bè đã ủng hộ cả vật chất lẫn tinh thần để em có thể hoàn thành tốt đồ án tốt nghiệp này. Em xin chân thành cảm ơn ! Quy Nhơn, ngày ….tháng….năm 2010 Sinh viên Đặng Văn Nam CHƯƠNG 1: GIỚI THIỆU VỀ KĨ THUẬT OFDM 1.1. Giới thiệu chương Phương thức truyền dữ liệu bằng cách chia nhỏ ra thành nhiều luồng bit và sử dụng chúng để điều chế nhiều sóng mang đã được sử dụng cách đây hơn 30 năm. Ghép kênh phân chia theo tấn số trực giao – OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một trường hợp đặc biệt của truyền dẫn đa sóng mang, tức là chia nhỏ một luồng dữ liệu tốc độ cao thành nhiều luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn được truyền đồng thời trên cùng một kênh truyền. OFDM là một phương thức điều chế hấp dẫn cho các kênh có đáp tuyến tần số không phẳng, lịch sử của OFDM được bắt đầu từ 1960. Trong OFDM, băng thông khả dụng được chia thành một số lượng lớn các kênh con, mỗi kênh con nhỏ đến nỗi đáp ứng tần số có thể giả sử như là không đổi trong kênh con. Luồng thông tin tổng quát được chia thành những luồng thông tin con, mỗi luồng thông tin con được truyền trên một kênh con khác nhau. Những kênh con này trực giao với nhau và dễ dàng khôi phục lại ở đầu thu. Chính điều quan trọng này làm giảm xuyên nhiễu giữa các symbol (ISI) và làm hệ thống OFDM hoạt động tốt trong các kênh fading nhiều tia. Dựa vào các lợi ích của sự tiến bộ trong kỹ thuật RF và DSP, hệ thống OFDM có thể đạt được tốc độ cao trong truy xuất vô tuyến với chi phí thấp và hiệu quả sử dụng phổ cao. Trong hệ thống FDM (Frequency Division Multiplexer) truyền thống, băng tần số của tổng tín hiệu được chia thành N kênh tần số con không trùng lặp. Mỗi kênh con được điều chế với một symbol riêng lẻ và sau đó N kênh con được ghép kênh tần số với nhau. Điều này giúp tránh việc chồng lấp phổ của những kênh và giới hạn được xuyên nhiễu giữa các kênh với nhau. Tuy nhiên, điều này dẫn đến hiệu suất sử dụng phổ thấp. Để khắc phục vấn đề hiệu suất, nhiều ý kiến đã được đề xuất từ giữa những năm 60 là sử dụng dữ liệu song song và FDM với các kênh con chồng lấp nhau, trong đó mỗi sóng mang tín hiệu có băng thông 2b được cách nhau một khoảng tần b để tránh hiện tượng cân bằng tốc độ cao, chống lại nhiễu xung và nhiễu đa đường, cũng như sử dụng băng tần một cách có hiệu quả. Ý nghĩa của trực giao cho ta biết rằng có một sự quan hệ toán học chính xác giữa những tần số của các sóng mang trong hệ thống. Trong hệ thống ghép kênh phân chia tần số thông thường, nhiều sóng mang được cách nhau ra một phần để cho tín hiệu có thể thu được tại đầu thu bằng các bộ lọc và bộ giải điều chế thông thường. Trong những bộ thu như thế, các khoảng tần bảo vệ được đưa vào giữa những sóng mang khác nhau và trong miền tần số sẽ làm cho hiệu suất sử dụng phổ giảm đi. Vào năm 1971, Weinstein và Ebert đã ứng dụng biến đổi Fourier rời rạc (DFT) cho hệ thống truyền dẫn dữ liệu song song như một phần của quá trình điều chế và giải điều chế. Điều này làm giảm đi số lượng phần cứng cả ở đầu phát và đầu thu. Thêm vào đó, việc tính toán phức tạp cũng có thể giảm đi một cách đáng kể bằng việc sử dụng thuật toán biến đổi Fourier nhanh (FFT), đồng thời nhờ những tiến bộ gần đây trong kỹ thuật tích hợp với tỷ lệ rất cao (VLSI) và kỹ thuật xử lý tín hiệu số (DSP) đã làm được những chíp FFT tốc độ cao, kích thước lớn có thể đáp ứng cho mục đích thương mại và làm giảm chi phí bổ sung của những hệ thống OFDM một cách đáng kể. Hiện nay, OFDM được sử dụng trong nhiều hệ thống như ADSL, các hệ thống không dây như IEEE802.11 (Wi-Fi) và IEEE 802.16 (WiMAX), phát quảng bá âm thanh số (DAB), và phát quảng bá truyền hình số mặt đất chất lượng cao(HDTV). 1.2. Khái niệm OFDM OFDM là kĩ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao. OFDM phân toàn bộ băng tần thành nhiều kênh băng hẹp, mỗi kênh có một sóng mang. Các sóng mang này trực giao với các sóng mang khác có nghĩa là có một số nguyên lần lặp trên một chu kỳ kí tự.Vì vậy, phổ của mỗi sóng mang bằng “không” tại tần số trung tâm của tần số sóng mang khác trong hệ thống. Kết quả là không có nhiễu giữa các sóng mang phụ. Hình 1.1 Sóng mang OFDM (N=8) 1.3. Nguyên lý cơ bản của OFDM Ghép kênh theo tần số trực giao Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) rất giống với ghép kênh theo tần số Frequency Division Multiplexing (FDM) truyền thống. OFDM sử dụng những nguyên lý của FDM để cho phép nhiều tin tức sẽ được gửi qua một kênh Radio đơn. Tuy nhiên, nó cho phép hiệu quả phổ tốt hơn. OFDM khác với FDM nhiều điểm. Trong phát thanh thông thường mỗi đài phát thanh truyền trên một tần số khác nhau, sử dụng hiệu quả FDM để duy trì sự ngăn cách giữa những đài. Tuy nhiên không có sự kết hợp đồng bộ giữa mỗi trạm với các trạm khác. Với cách truyền OFDM như là DAB hoặc DVB-T, những tín hiệu thông tin từ nhiều trạm được kết hợp trong một dòng dữ liệu ghép kênh đơn. Sau đó dữ liệu này được truyền khi sử dụng khối OFDM được tạo ra từ gói dày đặc nhiều sóng mang. Tất cả các sóng mang thứ cấp trong tín hiệu OFDM được đồng bộ thời gian và tấn số với nhau, cho phép kiểm soát tốt can nhiễu giữa những sóng mang. Các sóng mang này chồng lấp nhau trong miền tần số, nhưng không gây can nhiễu giữa các sóng mang (ICI- Inter Carrier Interference ) do bản chất trực giao của điều chế. Với FDM những tín hiệu truyền cần có khoảng bảo vệ tần số lớn giữa những kênh để ngăn ngừa can nhiễu. Điều này làm giảm hiệu quả phổ. Tuy nhiên với OFDM sự đóng gói trực giao những sóng mang làm giảm đáng kể khoảng bảo vệ cải thiện hiệu quả phổ. Tất cả các hệ thống truyền thông vô tuyến sử dụng sơ đồ điều chế để ánh xạ tín hiệu thông tin tạo thành dạng có thể truyền hiệu quả trên kênh thông tin. Một phạm vi rộng các sơ đồ điều chế đã được phát triển, phụ thuộc vào tín hiệu thông tin là dạng sóng analog hoặc digital. Một số sơ đồ điều chế tương tự chung bao gồm: Điều chế tần số (FM), điều chế biên độ (AM), điều chế pha (PM), điều chế đơn biên (SSB), Vestigial Side Band (VSB), Double Side Band Suppressed Carrier (DSBSC). Các sơ đồ điều chế sóng mang đơn chung cho thông tin số bao gồm khóa dịch biên độ (ASK), khóa dịch tần số (FSK), Khóa dịch pha (PSK) điều chế QAM. OFDM còn có tên gọi khác là “ Điều chế đa sóng mang trực giao” (OMCM) dựa trên nguyên tắc phân chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp, truyền trên nhiều sóng mang trực giao nhau. Công nghệ này được trung tâm nghiên cứu CCETT (Centre Commun d’Étude en dédiffution et Télécomunication) của Pháp phát minh nghiên cứu từ đầu thập niên 1980. Phương pháp đa sóng mang dùng công nghệ OFDM sẽ trải dữ liệu cần truyền trên rất nhiều sóng mang, mỗi sóng mang được điều chế riêng biệt với tốc độ bit thấp. Trong công nghệ FDM truyền thống những sóng mang được lọc ra riêng biệt để bảo đảm rằng không có chồng phổ, bởi vậy không có hiện tượng giao thoa ký hiệu ISI giữa những sóng mang nhưng phổ lại chưa được sử dụng với hiệu quả cao nhất. Với OFDM, nếu khoảng cách sóng mang được chọn sao cho những sóng mang trực giao sao cho những sóng mang trực giao trong chu kỳ ký hiệu thì những tín hiệu có thể được khôi phục mà không giao thoa hay chồng phổ. 1.4. Tính trực giao của tín hiệu OFDM Các tín hiệu là trực giao nhau nếu chúng độc lập tuyến tính với nhau. Trực giao là một đặc tính giúp cho các tín hiệu đa thông tin(multiple information signal) được truyền một cách hoàn hảo trên cùng một kênh truyền thông thường và được tách ra mà không gây nhiễu xuyên kênh.Việc mất tính trực giao giữa các sóng mang sẽ tạo ra sự chồng lặp giữa các tín hiệu mang tin và làm suy giảm chất lượng tín hiệu và làm cho đầu thu khó khôi phục lại được hoàn toàn thông tin ban đầu. Trong OFDM, các sóng mang con được chồng lặp với nhau nhưng tín hiệu vẫn có thể được khôi phục mà không có xuyên nhiễu giữa các sóng mang kế cận bởi vì giữa các sóng mang con có tính trực giao. Xét một tập các sóng mang con: fn(t), n=0, 1, ..., N −1, t1≤ t ≤ t2. Tập sóng mang con này sẽ trực giao khi: Trong đó: K là hằng số không phụ thuộc t, n hoặc m. Và trong OFDM, tập các sóng mang con được truyền có thể được viết là: Nếu các sóng mang con trực giao nhau thì biểu thức (1.1) phải xảy ra, tức biểu thức (1.4) luôn đúng. Khi n=m thì tích phân trên bằng T/2 không phụ thuộc vào n, m. Vì vậy, nếu như các sóng mang con cách nhau một khoảng bằng 1 T, thì chúng sẽ trực giao với nhau trong khoảng t2− t1 là bội số của T. OFDM đạt được tính trực giao trong miền tần số bằng cách phân phối mỗi khoảng tín hiệu thông tin vào các sóng mang con khác nhau. Tín hiệu OFDM được hình thành bằng cách tổng hợp các sóng sine, tương ứng với một sóng mang con. Tần số băng gốc của mỗi sóng mang con được chọn là bội số của nghịch đảo khoảng thời symbol, vì vậy tất cả sóng mang con có một số nguyên lần chu kỳ trong mỗi symbol. Hình 1.2: Đáp ứng tần số của các subcarrier (a) Mô tả phổ của mỗi subcarrier và mẫu tần số rời rạc được nhìn thấy của bộ thu OFDM (b) Mô tả đáp ứng tổng cộng của 5 subcarrier (đường tô đậm). Một cách khác để xem xét tính trực giao của tín hiệu OFDM là xem phổ của nó. Phổ của tín hiệu OFDM chính là tích chập của các xung dirac tại các tần số sóng mang với phổ của xung hình chữ nhật (=1 trong khoảng thời gian symbol, =0 tại các vị trí khác). Phổ biên độ của xung hình chữ nhật là sinc(π fT). Hình dạng của hình sinc có một búp chính hẹp và nhiều búp phụ có biên độ suy hao chậm với các tần số xa trung tâm. Mỗi subcarrier có một đỉnh tại tần số trung tâm và bằng không tại tất cả các tần số là bội số của 1/T. Hình 1.2 mô tả phổ của một tín hiệu OFDM. Tính trực giao là kết quả của việc đỉnh của mỗi subcarrier tương ứng với các giá trị không của tất cả các subcarrier khác. Khi tín hiệu này được tách bằng cách sử dụng DFT, phổ của chúng không liên tục như hình 1.2a, mà là những mẫu rời rạc. Phổ của tín hiệu lấy mẫu tại các giá trị ‘0’ trong hình vẽ. Nếu DFT được đồng bộ theo thời gian, các mẫu tần số chồng lặp giữa các subcarrier không ảnh hưởng tới bộ thu. Giá trị đỉnh đo được tương ứng với giá trị ‘null’ của tất cả các subcarrier khác do đó có tính trực giao giữa các subcarrier 1.5. Sử dụng biến đổi IFFT để tạo sóng mang con(subcarrier) Để đạt được khả năng chống lại hiện tượng tán sắc trong các kênh truyền, kích thước khối N (số subcarrier) phải lớn, điều này đòi hỏi một lượng lớn modem sub-channel. May mắn là chúng ta có thể chứng minh về mặt toán học rằng việc lấy biến đổi Fourier rời rạc ngược (IDFT-inverse discrete Fourier transform) N symbol QAM và sau đó truyền các hệ số một cách liên tiếp. Việc đơn giãn hoá phần cứng cho việc truyền dẫn tín hiệu OFDM có thể đạt được nếu các bộ điều chế và giải điều chế cho các kênh con được thực hiện bằng cách sử dụng cặp biến đổi IFFT (inverse fast Fourier transform) và FFT.Một tín hiệu OFDM bao gồm tổng hợp của các sóng mang con được điều chế sử dụng khóa dịch pha PSK (Phase Shift Keying) hoặc điều chế biên độ vuông góc QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Nếu gọi di là các chuỗi dữ liệu QAM phức, NSlà số lượng sóng mang con, T là khoảng thời symbol và fC là tần số sóng mang, thì symbol OFDM bắt đầu tại t = tscó thể được viết như sau: Để cho dễ tính toán, ta có thể thay thế symbol OFDM trên như sau [13]: Trong biểu thức trên, phần thực và phần ảo tương ứng với thành phần cùng pha và vuông pha của tín hiệu OFDM, mà sẽ được nhân với hàm cosin và sin của từng tần số sóng mang con riêng rẽ để tổng hợp được tín hiệu OFDM sau cùng. Hình 1.3 minh họa sơ đồ khối hoạt động của bộ điều chế OFDM . Hình 1.3: Bộ điều chế OFDM Khi tín hiệu OFDM s(t) (1.6) ược truyền đi tới phía thu, sau khi loại bỏ thành phần tần số cao fc, tín hiệu sẽ được giải điều chế bằng cách nhân với các liên hiệp phức của các sóng mang con. Nếu liên hiệp phức của sóng mang con thứ l được nhân với s(t), thì sẽ thu được symbol QAM dj+Ns/2 (được nhân với hệ số T ), còn đối với các sóng mang con khác, giá trị nhân sẽ bằng không bởi vì sự sai biệt tần số (i-j)/T tạo ra một số nguyên chu kỳ trong khoảng thời symbol T, cho nên kết quả nhân sẽ bằng không. Tín hiệu OFDM s(t) được miêu tả trong (1.6) thực tế không khác gì hơn so với biến đổi Fourier ngược của Ns symbol QAM ngõ vào. Lượng thời gian rời rạc cũng chính là biến đổi ngược Fourier rời rạc, công thức được cho ở (1.8), với thời gian t được thay thế bởi số mẫu n. Trong thực tế, biến đổi Fourier ngược rời rạc (IDFT) này có thể thực hiện nhanh hơn bằng cách thay thế bởi biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT). Điều này cũng tương tự đối với biến đổi Fourier rời rạc (DFT) khi được thay thế bởi biến đổi Fourier nhanh (FFT). Một biến đổi IDFT N điểm đòi hỏi tổng cộng có N2 phép nhân phức, thực sự chỉ là phép quay pha. Ngoài ra, cũng có thêm một số phép cộng, nhưng vì phần cứng của bộ cộng ít phức tạp hơn bộ nhân nhiều cho nên ta chỉ so sánh số phép nhân mà thôi. Trong khi đó, biến đổi IFFT N điểm, nếu sử dụng thuật toán cơ số 2 chỉ cần có (N / 2) log2(N ) phép nhân phức, nếu sử dụng thuật toán cơsố 4 thì chỉ cần ( 3 / 8)log2(N − 2) phép nhân mà thôi. Sở dĩ thuật toán IFFT, FFT có hiệu suất như vậy là do biến đổi IDFT có thể phân tích thành nhiều biến đổi IDFT nhỏ hơn cho đến khi còn là các biến đổi IDFT một điểm. Sau khi luồng dữ liệu nối tiếp cần truyền đi được chuyển thành song song, được đưa vào bộ biến đổi IFFT có nhiệm vụ là biến đổi thành phần phổ trong miền tần số của dữ liệu cần truyền thành tín hiệu trong miền thời gian, đưa lên tần số cao và truyền đi. Ở đầu thu, tín hiệu trong miền thời gian sẽ được thu, được biến đổi tần số, và đưa đến bộ biến đổi FFT có nhiệm vụ là biến đổi tín hiệu trong miền thời gian thành tín hiệu trong miền tần số, sau đó đưa luồng dữ liệu đến cho các bộ giải điều chế. 1.6. ISI, ICI trong hệ thống OFDM ISI ( intersymbol interference) là hiện tượng nhiễu liên kí hiệu. ISI xảy ra do hiệu ứng đa đường, trong đó một tín hiệu tới sau sẽ gây ảnh hưởng lên tín hiệu trước đó. Hình 1.4: Mô tả truyền tín hiệu đa đường tới máy thu. Chẳng hạn như ở hình 1.4, chúng ta thấy rõ tín hiệu phản xạ (reflection) đến máy thu theo đường truyền dài hơn so với các tín hiệu còn lại. Khoảng thời gian trễ (mức trải trễ) này tính như sau: τ = ∆s/c khoảng chênh lệch này là khá nhỏ, tuy nhiên so với khoảng thời gian một mẫu tín hiệu thì nó lại không nhỏ chút nào. Trong các hệ thống đơn sóng mang, ISI là một vấn đề khá nan giải. Lí do là độ rộng băng tần tỉ lệ nghịch với khoảng thời gian kí hiệu, do vậy nếu muốn tăng tốc độ truyền dữ liệu trong các hệ thống này, tức là giảm khoảng kí hiệu, vô hình chung đã làm tăng mức trải trễ tương đối. Lúc này hệ thống rất nhạy với trải trễ. Và việc thêm khoảng bảo vệ khó triệt tiêu hết ISI. Phương án giải quyết được lựa chọn là tạo các đường truyền thẳng. Theo đó, các anten thu phát sẽ được đặt trên cao nhằm lấy đường truyền. Tuy nhiên, đó cũng không phải là một cách hiệu quả. Nhưng vấn đề về nhiễu ISI đã được giải quyết trong hệ thống OFDM, đây cũng là một lý do quan trọng để chúng ta sử dụng hệ thống OFDM, tức là nó bị ảnh hưởng ít bởi độ trải trễ đa đường.Đối với một hệ thống băng thông cho trước, tốc độ symbol của tín hiệu OFDM thấp hơn nhiều so với phương thức truyền dẫn đơn sóng mang. Ví dụ, đối với kiểu điều chế BPSK đơn sóng mang, tốc độ symbol tương đương với tốc độ bit truyền dẫn. Còn đối với hệ thống OFDM, băng thông được chia nhỏ cho Ns sóng mang con làm cho tốc độ symbol thấp hơn Ns lần so với truyền dẫn đơn sóng mang. Tốc độ symbol thấp này làm cho OFDM chống lại được ảnh hưởng của nhiễu ISI gây ra do truyền đa đường. Truyền đa đường gây ra bởi tín hiệu truyền dẫn vô tuyến bị phản xạ bởi những vật cản trong môi trường truyền như tường, nhà cao tầng, núi v.v... Nhiều tín hiệu phản xạ này đến đầu thu ở những thời điểm khác nhau do khoảng cách truyền khác nhau. Điều này sẽ trải rộng đường bao các symbol gây ra sự rò rỉ năng lượng giữa chúng. Ảnh hưởng của ISI lên tín hiệu OFDM có thể cải tiến hơn nữa bằng cách thêmvào một khoảng thời bảo vệ lúc bắt đầu mỗi symbol. Khoảng thời bảo vệ này chính là copy lặp lại dạng sóng làm tăng chiều dài của symbol. Khoảng thời bảo vệ được chọn sao cho lớn hơn độ trải trễ ước lượng của kênh, để cho các thành phần đa đường từ một symbol không thể nào gây nhiễu cho symbol kế cận. Mỗi sóng mang con, trong khoảng thời symbol của tín hiệu OFDM khi không có cộng thêm khoảng thời bảo vệ, (tức là khoảng thời thực hiện biến đổi IFFT dùng để phát tín hiệu), sẽ có một số nguyên chu kỳ. Bởi vì việc sao chép phần cuối của symbol và gắn vào phần đầu cho nên ta sẽ có khoảng thời symbol dài hơn. Hình 1.5 minh họa việc chèn thêm khoảng thời bảo vệ. Chiều dài tổng cộng của symbol là Ts= TG+ TFFT với Ts là : chiều dài tổng cộng của symbol, TG là chiều dài khoảng thời bảo vệ, và TFFT là khoảng thời thực hiện biến đổi IFFT dùng để phát tín hiệu OFDM. Hình 1.5: Chèn thời khoảng bảo vệ vào tín hiệu OFDM Trong một tín hiệu OFDM, biên độ và pha của sóng mang con phải ổn định trong suốt khoảng thời symbol để cho các sóng mang con luôn trực giao nhau. Nếu nó không ổn định có nghĩa là hình dạng phổ của các sóng mang con sẽ không có dạng hình sinc chính xác nữa, và như vậy các điểm có giá trị phổ cực tiểu của sóng mang con sẽ không xuất hiện tại các tần số mà những sóng mang con khác có phổ cực đại nữa và gây ra nhiễu xuyên sóng mang (ICI). Tính chất trực giao của sóng mang có thể được nhìn thấy trên giản đồ trong miền thời gian hoặc trong miền tần số. Từ giản đồ miền thời gian, mỗi sóng mang có dạng sin với số nguyên lần lặp với khoảng FFT. Từ giản đồ miền tần số, điều này tương ứng với mỗi sóng mang có giá trị cực đại tần số trung tâm của chính nó và bằng không tại tần số trung tâm của sóng mang khác. Hình 1.6 biểu diễn phổ của bốn sóng mang trong miền tần số cho trường hợp trực giao. Hình 1.6: Phổ của bốn sóng mang trực giao Tính trực giao của một sóng mang với sóng mang khác bị mất nếu giá trị của sóng mang không bằng không tại tần số trung tâm của sóng mang khác. Từ giản đồ miền thời gian, tương ứng hình sin không dài hơn số nguyên lần lặp khoảng FFT. Hình 1.7 biểu diễn phổ của bốn sóng mang không trực giao. ICI xảy ra khi kênh đa đường khác nhau trên thời gian ký tự OFDM. Dịch Doppler trên mỗi thành phần đa đường gây ra bù tần số trên mỗi sóng mang, kết quả là mất tính trực giao giữa chúng. ICI cũng xảy ra khi một ký tự OFDM trải qua ISI. Sự bù tần số sóng mang của máy phát và máy thu cũng gây ra ICI đến một ký tự OFDM. Hình 1.7: Phổ của bốn sóng mang không trực giao 1.7. Các ảnh hưởng tới chỉ tiêu kỹ thuật OFDM 1.7.1. Ảnh hưởng của bộ lọc băng thông Trong thời gian symbol OFDM có dạng hình chữ nhật, tương ứng với suy giảm dạng sinc trong miền tần số. Nếu dùng bộ lọc băng thông đến tín hiệu OFDM thì tín hiệu sẽ có dạng hình chữ nhật cả trong miền tần số, làm cho dạng sóng miền thời gian có suy giảm dạng sinc giữa các symbol. Điều này dẫn đến ISI làm giảm chỉ tiêu kỹ thuật. Có thể loại bỏ ISI do việc lọc gây ra bằng cách dùng khoảng bảo vệ có độ dài đủ và bằng việc chọn lọc offset thời gian để đồng bộ giữa các khoảng bảo vệ, do vậy hầu hết năng lượng ISI bị loại bỏ. Hình 1.8 mô tả chỉ tiêu kỹ thuật mô phỏng của tín hiệu OFDM được lọc băng thông với các độ rộng quá độ khác nhau cho bộ lọc kênh không có nhiễu kênh. Hình vẽ này chỉ ra chỉ tiêu của truyền OFDM khi offset đồng bộ thời gian bị thay đổi. Khoảng bảo vệ được sử dụng trong mô phỏng này có cùng độ dài như phần IFFT của symbol. Khoảng bảo vệ rất dài được sử dụng này làm cho hệ thống chịu được ảnh hưởng của offset thời gian trong một khoảng rất rộng của SNR hiệu dụng tính bằng cách trung bình hóa SNR hiệu dụng trên tất cả các tải phụ. Offset thời gian bằng 0 tương ứng với việc máy thu nhận được FFT ở phần IFFT của tín hiệu phát. Offset thời gian âm tương ứng với việc máy thu nhận được FFT ở phần IFFT đúng và mộ phần của khoảng bảo vệ symbol. ISI là thấp nhất khi offset thời gian là âm và là một nửa độ dài khoảng bảo vệ. Bộ lọc có đặc tuyến càng dốc bao nhiêu (trong hình vẽ bộ lọc dốc nhất loại bỏ các búp sóng bên xuống thấp hơn -100dB trong giới hạn hai khoảng cách sóng mang ) ISI càng dài bấy nhiêu. Khoảng bảo vệ trong thử nghiệm này bằng 50% thời gian symbol toàn phần. Như vậy độ dài khoảng bảo vệ bằng thời gian symbol có ích. Hình 1.8: Ảnh hưởng của bộ lọc đến chỉ tiêu kỹ thuật OFDM 1.7.2. Ảnh hưởng của nhiễu tạp âm trắng AWGN (Additive White Gaussian Noise) đến OFDM Nhiễu tồn tại trong tất cả các hệ thống thông tin trên kênh vật lý tương tự, chẳng hạn như kênh radio. Các nguồn nhiễu chính là nhiễu nhiệt, nhiễu điện trong các bộ khuếch đại máy thu và các can nhiễu giữa tế bào thông tin. Ngoài ra nhiễu còn có thể tạo ra bên trong các hệ thống thông tin như là kết quả của can nhiễu giữa các symbol ISI, can nhiễu giữa các sóng mang ICI và méo xuyên điều chế IMD (Inter-Modulation Distortion). Các nguồn nhiễu này làm giảm tỉ số tín hiệu/nhiễu, giới hạn đáng kể hiệu quả phổ của hệ thống. Trong tất cả các dạng nhiễu là nguyên nhân có hại chính trong hầu hết các hệ thống thông tin vô tuyến. Do vậy việc nghiên cứu các ảnh hưởng của nhiễu đến tỉ lệ lỗi thông tin và một số biện pháp dung hòa giữa mức nhiễu và hiệu quả phổ hệ thống là rất quan trọng. Hầu hết các dạng nhiễu trong hệ thống thông tin vô tuyến có thể được mô hình hóa chính xác nhờ dùng dữ liệu Gauss trắng cộng AWGN, nhiễu này có mật độ phổ điều (còn gọi là nhiễu trắng) và có phân bố Gauss về biên độ (được xem như phân bố chuẩn hoặc đường cong hình vuông). Nhiễu nhiệt và nhiễu điện do sự khuếch đại, chủ yếu có tính chất của nhiễu Gauss trắng, do vậy có thể mô hình hoá chúng chính xác theo AWGN. Hầu hết các nguồn nhiễu khác có tính chất AWGN vì sự truyền là OFDM. Các tín hiệu OFDM có một độ phổ phẳng và phân bố biên độ Gauss vì số tải phụ là lớn, do điều này can nhiễu giữa các tế bào từ hệ thống OFDM khác cũng có các tính chấtAWGN. Cũng cùng một lý do như vậy ICI, ISI và IMD cũng có các tính chất AWGN cho các tín hiệu OFDM. 1.7.3. Ảnh hưởng của méo tới OFDM Tín hiệu OFDM có công suất đỉnh cao so với công suất trung bình của nó và đó là vấn đề phải để ý tới. Khi sóng mang RF được điều chế với tín hiệu OFDM thì điều này sẽ dẫn tới sự thay đổi tương tự của đường bao sóng mang. Từ đó dẫn tới yêu cầu là tín hiệu phải được khuyếch đại và truyền đi trong cách tuyến tính. Việc duy trì độ tuyến tính cao ở mức công suất cao là rất khó khăn, do vậy hầu hết méo trong truyền vô tuyến thường xảy ra trong bộ khuyếch đại công suất của máy phát. Ngoài ra còn có thể có méo bổ sung trong máy thu nếu có được thiết kế không hợp lý. Tuy nhiên nhìn chung việc duy trì mức méo trong máy thu ở mức thấp nhất thì dễ hơn là duy trì nó trong máy phát. Méo trong máy phát gây ra mọi vấn đề trong chuỗi truyền dẫn, vì nó có thể dẫn đến mở rộng phổ, gây can nhiễu cho các hệ thống bên cạnh tần số RF. Do lý do này chỉ cần xem xét ảnh hưởng của méo trong máy phát. Tính phi tuyến trong truyền dẫn dẫn đến hai sản phẩm méo chủ yếu, méo điều chế tương hỗ IMD (Inter- Modulation Distortion) và các hài. Các hài là các thành phần tần số ở X lần tần số sóng mang RF với X là số nguyên. Ví dụ nếu tần số sóng mang RF với X là số nguyên. Ví dụ nếu tần số sóng mang là 900Mhz thì các hài sẽ xảy ra ở 1800Mhz, 2.7Ghz v.v…Có thể dễ dàng loại bỏ các hài nhờ bộ lọc băng thấp tương đối đơn giản ở đầu ra máy phát. IMD gây nhiều vấn đề hơn vì nó dẫn đến các thành phần méo, cả ở trong băng tần và ngoài băng tần nhưng gần với tần số truyền dẫn chính. Các thành phần này là kết quả của sự trộn giữa mỗi thành phần hài của hệ thống, và sự trộn kế tiếp giữa các sản phẩm IMD. Các thành phần trong băng tần tạo thành nhiễu cộng với tín hiệu OFDM ở máy thu, làm giảm SNR của hệ thống, thậm chí ngay cả khi không có nguồn nhiễu khác. Các thành phần ngoài băng trải rộng tín hiệu theo tần số, gây can nhiễu với các tín hiệu thông tin vô tuyến khác trong các băng tần bên cạnh. Thậm chí nếu tín hiệu được hạn chế băng thông hoàn thiện trước khi đưa tới bộ khuyếch đại công suất máy phát, mở rộng phổ sẽ xảy ra nếu bộ khuyếch đại công suất, tuy nhiên sự giảm này là không nhiều vì các bộ lọc băng thông hoạt động ở tần số RF thường có đặt tuyến không thật tốt. Hình 1.9 : Ảnh hưởng của méo do 2 tín hiệu tone (gồm các hài và IDM) Để giảm méo phi tuyến phải chọn điểm làm việc phù hợp trong đặc tuyến vào ra của bộ khuyếch đại công suất back off OBO (Output power back off). Trong truyền dẫn OFDM dùng điều chế QPSK OBO là khoảng 2-3 bB vì QPSK là sơ đồ điều chế rất mạnh khoẻ, chống lại được ảnh hưởng của méo. Các sơ đồ điều chế có hiệu suất băng thông cao hơn (ví dụ 16 QAM, 256-QAM..) nhạy cảm hơn với méo vì chúng yêu cầu SNR hiệu dụng cao hơn. Ví dụ 16-QAM OBO là 16 dB, với 64-QAM là khoảng 10dB. 1.7.4. Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ thời gian OFDM chịu được các lỗi thời gian vì có bảo vệ giữa các khoảng Symbol. Đối với kênh không có multipath, lỗi lệch thời gian có thể bằng độ dài khoảng bảo vệ mà không làm mất tính trực giao, chỉ có sự quay pha trong các tải phụ. Sự quay pha được sửa như một cần bằng kênh do vậy không dẫn đến suy giảm chỉ tiêu kỹ thuật vì một phần của symbol mà biến đổi nhanh của Fourier FFT được áp dụng sẽ chứa một phần symbol bên cạnh dẫn đến can nhiễu giữa các symbol. Hình 1-10 mô tả SNR hiệu dụng của OFDM như là hàm của lỗi lệch thời gian. Điểm không về thời gian được tính so với phần FFT của symbol. Độ lệch thời gian dương dẫn đến một phần của symbol tiếp theo nằm trong FFT. Do khoảng bảo vệ là sự mở rộng tuần hoàn của Symbol nên sẽ không có ISI. Trong kênh phân tập độ dài khoảng bảo vệ bị giảm bởi độ trễ của kênh, dẫn đến giảm tương ứng lỗi lệch thời gian cho phép. Gốc thời gian tính từ điểm phần đầu FFT của symbol, ngay sau khoảng bảo vệ. Lỗi thời gian dương có nghĩa rằng FFT trong máy thu nhận một phần của symbol tiếp theo; lỗi thời gian âm có nghĩa là máy thu nhận được khoảng bảo vệ. Hình 1.10: SNR hiệu dụng của tín hiệu OFDM với lỗi lệch thời gian khi dùng khoảng bảo vệ là 40 mẫu 1.7.5. Ảnh hưởng của lỗi đồng bộ tần số OFDM thì nhạy cảm với sự lệch tần số là ảnh huởng tới chỉ tiêu kỹ thuật. Việc giải điều chế tín hiệu OFDM có lệch tần có thể dẫn tới tỉ lệ lỗi bit cao. Điều này gây ra bởi mất tính trực giao tải phụ dẫn tới can nhiễu giữa các sóng mang ICI (inter-Carrier Interference) và chậm sửa quay pha các vectơ dữ liệu thu được. Các lỗi tần số thường xảy ra do hai nguyên nhân chính. Đó là các lỗi của bộ dao động tại chỗ và tần số Doppler. Sự sai khác bất kỳ về tần số của bộ dao động nội máy phát và máy thu sẽ dẫn đến độ lệch về tần số, tuy nhiên các lỗi tại chỗ làm cho chỉ tiêu kỹ thuật hệ thống giảm. Sự dịch chuyển máy phát so với máy thu dẫn tới độ dịch Doppler trong tín hiệu. Điều này xuất hiên như độ lệch tần số cho truyền trong không gian tự do. Độ lệch này như một phần của bù bộ dao động tại chỗ. Một vấn đề khó khăn hơn là sự mở rộng Doppler do sự dịch chuyển của máy phát hoặc máy thu trong môi trường multipath. Sự mở rộng Doppler được gây ra bởi tốc độ tương đối khác nhau của mỗi một trong các thành phần multipath bị phản xạ, làm cho tín hiệu bị điều chế theo tần số. Sự điều chế FM trên các tải phụ có khuynh hướng ngẫu nhiên vì một số lớn phản xạ multipath xảy ra trong các môi trường điển hình. Việc bù mở rộng Doppler này là khó, dẫn đến giảm tín hiệu. Hình 1.11: Mô tả ảnh hưởng của lỗi tần số SNR hiệu dụng của OFDM khi dùng điều chế QAM kết hợp Một độ lệch tần số bất kỳ dẫn đến sự quay pha liên tục tất cả các vectơ tải phụ thu được. Độ lệch tần càng lớn thì sự quay pha càng lớn. Nếu đặc trưng kênh chỉ được thực hiện ở đầu của mỗi frame thì các lỗi tần số không được giải quyết sẽ dẫn tới giảm chỉ tiêu kỹ thuật theo thời gian. Symbol đầu tiên sau khi bù kênh sẽ có SNR hiệu dụng cực đại, SNR hiệu dụng sẽ bị giảm đi ở cuối frame. Hình vẽ cũng chỉ ra SNR hiệu dụng của symbol thứ nhất, thứ 4, thứ 16, thứ 64 khi chỉ có bù kênh ở đầu của frame. Chỉ tiêu kỹ thuật của điều chế vi sai sẽ tương tự với SNR của symbol đầu tiên, vì sự quay pha sẽ được sửa cho mỗi symbol. Đã có nhiều kỹ thuật được phát triển để đo và theo dõi độ lệch tần số. Các tài liệu cũng nói rằng độ chính xác tần số phải được duy trì trong giới hạn 2-4% để phòng ngừa tổn hao chỉ tiêu đáng kể. Trong môi trường di động nhiều người sử dụng vấn đề còn xấu hơn nữa vì sự truyền từ mỗi người sử dụng có thể có độ lệch tần số khác nhau. Nếu mọi người được đồng bộ tốt với trạm gốc thì vẫn có độ lệch tần số với nhau đáng kể đối với họ do độ lệch Doppler. Độ lệch tần trong kết nối OFDM một người sử dụng không phải là vấn đề quan trọng vì nó có thể được bù với sự gia tăng tối thiểu độ phức tạp của máy thu. Tuy nhiên trong trường hợp nhiều người sử dụng không có cách dễ dàng để sửa các lỗi tần số. 1.8. Ưu điểm của hệ thống OFDM. Thông qua việc tìm hiểu các tính chất của hệ thống OFDM như trên, chúng ta có thể tóm tắt những thuận lợi khi sử dụng hệ thống OFDM như sau: 1. OFDM tăng hiệu suất sử dụng phổ bằng cách cho phép chồng lấp những sóng mang con. 2. Bằng cách chia kênh thông tin ra thành nhiều kênh con fading phẳng băng hẹp, các hệ thống OFDM chịu đựng fading lựa chọn tần số tốt hơn những hệ thống sóng mang đơn. 3. OFDM loại trừ xuyên nhiễu symbol (ISI) và xuyên nhiễu giữa các sóng mang (ICI) bằng cách chèn thêm vào một khoảng thời bảo vệ trước mỗi symbol. 4. Sử dụng việc chèn (interleaving) kênh và mã kênh thích hợp, hệ thống OFDM có thể khôi phục lại được các symbol bị mất do hiện tượng lựa chọn tần số của các kênh. 5. Kỹ thuật cân bằng kênh trở nên đơn giản hơn kỹ thuật cân bằng kênh thích ứng được sử dụng trong những hệ thống đơn sóng mang. 6. Sử dụng kỹ thuật DFT để bổ sung vào các chức năng điều chế và giải điều chế làm giảm độ phức tạp của OFDM. 7. Các phương thức điều chế vi sai (differental modulation) giúp tránh yêu cầu bổ sung vào bộ giám sát kênh. 8. OFDM ít bị ảnh hưởng với khoảng thời gian lấy mẫu (sample timing offsets) hơn so với các hệ thống sóng mang đơn. 9. OFDM chịu đựng tốt với nhiễu xung và nhiễu xuyên kênh kết hợp. 1.9. Các hạn chế khi sử dụng hệ thống OFDM Ngoài những thuận lợi trên hệ thống OFDM cũng có những hạn chế cần giải quyết như sau : 1. Symbol OFDM bị nhiễu biên độ với một khoảng động rất lớn. Vì tất cả các hệ thống thông tin thực tế đều bị giới hạn công suất, tỷ số PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) cao là một bất lợi nghiêm trọng của OFDM nếu dùng bộ khuếch đại công suất hoạt động ở miền bão hòa để khuếch đại tín hiệu OFDM. Nếu tín hiệu OFDM có tỷ số PAPR lớn thì sẽ gây nên nhiễu xuyên điều chế. Điều này cũng sẽ làm tăng độ phức tạp của các bộ biến đổi từ analog sang digital và từ digital sang analog. Việc rút ngắn (clipping) tín hiệu cũng sẽ làm xuất hiện cả méo nhiễu (distortion) trong băng lẫn bức xạ ngoài băng. 2. OFDM nhạy với tần số offset và sự trượt của sóng mang hơn các hệ thống đơn sóng mang. Vấn đề đồng bộ tần số trong các hệ thống OFDM phức tạp hơn hệ thống sóng mang đơn. Tần số offset của sóng mang gây nhiễu cho các sóng mang con trực giao và gây nên nhiễu liên kênh làm giảm hoạt động của các bộ giải điều chế một cách trầm trọng. Vì thế, đồng bộ tần số là một trong những nhiệm vụ thiết yếu cần phải đạt được trong bộ thu OFDM. 1.10. Kết luận Với việc giới thiệu về nguyên lý và các đặc tính cơ bản của OFDM trong chương này, chúng ta thấy rằng OFDM thực sự là một phương thức điều chế thuận lợi cho các ứng dụng không dây tốc độ cao. Đi cùng với việc chế tạo các mạch tích hợp tỷ lệ rất cao (VLSI) và kỹ thuật xử lý tín hiệu số (DSP) tiên tiến là việc hạ giá thành của các hệ thống OFDM. Chính nhờ điều này mà các hệ thống OFDM hoạt động dựa trên nguyên tắc tạo các sóng mang con bằng biến đổi IFFT/FFT đã trở nên dễ dàng khi chế tạo các ma trận IFFT/FFT kích thước lớn giá thành hạ. Trong chương sau trình bày về ảnh hưởng của kênh vô tuyến đến truyền dẫn tín hiệu, giúp chúng ta có hiểu biết nhất định về kênh vô tuyến trước khi ứng dụng OFDM trong DVB_T. CHƯƠNG 2: ẢNH HƯỞNG CỦA KÊNH VÔ TUYẾN ĐẾN TRUYỀN DẪN TÍN HIỆU 2.1. Giới thiệu chương Khi nghiên cứu hệ thống thông tin, việc tạo ra các mô hình kênh đóng một vai trò quan trọng trong việc đánh giá chất lượng hoạt động của hệ thống. Bản chất biến đổi một cách ngẫu nhiên theo thời gian của kênh truyền gây ra những ảnh hưởng, thiệt hại không thể lường trước làm cho cấu trúc bộ thu, kỹ thuật sửa lỗi ngày càng phức tạp. Khi nghiên cứu các thuật toán, giải thuật để hạn chế những ảnh hưởng của kênh truyền, điều cần thiết là phải xây dựng những mô hình có thể xấp xỉ môi trường truyền dẫn một cách hợp lý.Chương này giới thiệu những đặc tính, ảnh hưởng của kênh truyền đồng thời là cơ sở cho việc nghiên cứu trong truyền hình số quảng bá mặt đất DVB_T. 2.2. Tổng quan về kênh vô tuyến di động (mobile radio channel) Các tín hiệu khi truyền qua kênh vô tuyến di động sẽ bị phản xạ, khúc xạ, nhiễu xạ, tán xạ, …và do đó gây ra hiện tượng đa đường (multipath).Tín hiệu nhận được tại bộ thu yếu hơn nhiều so với tín hiệu tại bộ phát do các ảnh hưởng như :suy hao truyền dẫn trung bình (mean propagation loss), fading đa đường (multipath fading) và suy hao đường truyền (path loss). Mean propagation loss xảy ra do các hiện tượng như:sự mở rộng về mọi hướng của tín hiệu, sự hấp thu tín hiệu bởi nước, lá cây…và do phản xạ từ mặt đất. Mean propagation loss phụ thuộc vào khoảng cách và biến đổi rất chậm ngay cả đối với các mobile di chuyển với tốc độ cao. 2.3. Suy hao đường truyền (pass loss and attenuation) Tại anten phát, các sóng vô tuyến sẽ được truyền đi theo mọi hướng (nghĩa là sóng được mở rộng theo hình cầu).Khi chúng ta dùng anten định hướng để truyền tín hiệu, sóng cũng được mở rộng theo dạng hình cầu nhưng mật độ năng lượng khi đó sẽ tập trung vào một vùng nào đó do ta thiết kế.Vì thế mật độ công suất của sóng giảm tỉ lệ với bình phương khoảng cách. Phương trình (2.1) cho ta công suất tín hiệu thu được khi truyền trong không gian tự do: Trong đó : PR là công suất thu được (Watts). PT là công suất phát (Watts). GT là độ lợi của anten phát, GR là độ lợi của anten thu. λ là bước sóng của sóng mang vô tuyến (m). R là khoảng cách truyền dẫn tính bằng met. Hoặc ta có thể viết lại là : Gọi Lpt là hệ số suy hao do việc truyền dẫn trong không gian tự do: Lpt(dB)= PT (dB) - PR (dB) = -10logGT -10log10GR+20logf+20logR-47.6dB (2.3) Nói chung truyền trong không gian tự do không phức tạp lắm, chúng ta có thể xây dựng mô hình chính xác cho các tuyến thông tin vệ tinh và các tuyến liên lạc trực tiếp như các tuyến liên lạc viba điểm nối điểm trong phạm vi ngắn. Tuy nhiên, do hầu hết các thông tin trên mặt đất như thông tin di động, DVB_T, mạng LAN không dây, môi trường truyền phức tạp hơn nhiều do đó việc tạo ra các mô hình cũng khó khăn hơn. Ví dụ đối với những kênh truyền dẫn vô tuyến di động UHF, khi điều kiện về không gian tự do không được thoả mãn, chúng ta có thể tính suy hao đường truyền theo công thức sau: Trong đó hBS, hMS << R là độ cao anten trạm phát và anten của MS. 2.4. Fading chậm (slow fading) và fading nhanh (fast fading) Slow fading gây ra do sự cản trở của các toà nhà và địa hình tự nhiên như đồi núi. Đối với các trạm thu, phát, hoặc các vật cản di động sẽ thay đổi suy hao đường truyền do khoảng cách truyền bị thay đổi. Sự thay đổi trong suy hao đường truyền xuất hiện khi khoảng cách lớn (thường từ 10 – 100 lần bước sóng) và phụ thuộc vào kích thước vật cản gây nên bóng mờ hơn là bước sóng của tín hiệu RF. Vì sự thay đổi này thường xảy ra chậm nên nó còn được gọi là fading chậm. Fast fading gây ra do sự tán xạ đa đường (multipath scatter) ở vùng xung quanh mobile.Tín hiệu đi trên những khoảng cách khác nhau của mỗi đường truyền này sẽ có thời gian truyền khác nhau. Nếu chúng ta truyền một xung RF qua môi trường đa đường, thì tại đầu thu ta sẽ thu được tín hiệu như hình 2.1. Mỗi xung tương ứng với một đường, cường độ phụ thuộc vào suy hao đường của đường đó. Đối với tín hiệu tần số cố định (chẳng hạn sóng sin), trễ đường truyền sẽ gây nên sự quay pha của tín hiệu. Mỗi một tín hiệu đa đường sẽ có khoảng cách truyền khác nhau và do đó có sự quay pha khác nhau. Những tín hiệu này được cộng lại tại bộ thu gây nên nhiễu tăng cường hoặc suy giảm. Nhiễu suy giảm là nhiễu khi kết quả cộng tại bộ thu là bé hơn tín hiệu trực tiếp, còn nhiễu tăng cường là khi tất cả các tín hiệu có cùng pha và tăng cường lẫn nhau. Hình 2.1: Đáp ứng xung thu khi truyền một xung RF 2.5. Fading lựa chọn tần số và fading phẳng Ảnh hưởng đa đường cũng gây nên sự thay đổi fading cùng với tần số, là do đáp ứng pha của các thành phần đa đường sẽ thay đổi cùng với tần số. Pha thu được, tùy theo phía phát của một thành phần đa đường tương đương với số bước sóng của tín hiệu đã truyền đi từ phía phát. Bước sóng tỷ lệ nghịch với tần số và vì thế đối với đường truyền cố định thì pha sẽ thay đổi theo tần số. Khoảng cách truyền của mỗi thành phần đa đường khác nhau và như vậy sự thay đổi pha cũng khác nhau. Hình 2.2 biểu diễn một ví dụ truyền dẫn hai đường. Đường thứ nhất hướng trực tiếp khoảng cách 10m, đường thứ hai là hướng phản xạ khoảng cách 25m. Đối với hình 2.1: Phổ Doppler (fc – fm) fc (fc + fm) bước sóng 1m, mỗi đường có một số nguyên bước sóng và pha thay đổi từ phía phát đến phía thu là 00 cho mỗi đường. Ở tần số này, hai đường sẽ tăng cường lẫn nhau. Nếu chúng ta thay đổi tần số để có bước sóng là 0, 9m thì đường một sẽ có 10/0,9 = 11, 111λ hay có pha là 0, 111× 3600 = 400, trong khi đường thứ hai có 25/ 0, 9 = 27, 778λ, hay có pha là 0, 778× 3600 = 2800. Điều này làm hai đường khác pha nhau, sẽ làm suy giảm biên độ tín hiệu ở tần số này. Hình 2.2: Minh hoạ fading lựa chon tần số Và như thế ta thấy, ở một số tần số nhất định nào đó, hiện tượng tín hiệu bị triệt tiêu hoàn toàn sẽ xảy ra. Đặc tính fading lựa chọn tần số của một kênh có thể được tóm tắt bởi băng thông Coherent của kênh đó. Băng thông Coherent tỷ lệ nghịch với độ trải trễ của kênh. Đường biểu diễn của hai tín hiệu có tần số không kết hợp thay đổi nên được cách nhau một khoảng lớn hơn độ rộng băng thông Coherent Bc của kênh. Băng thông Coherent có thể được tính xấp xỉ từ hệ số đường bao kết hợp giữa hai tín hiệu cách nhau bởi Δf Hz và Δt giây. Hệ số đường bao kết hợp là: với J0 là hàm Bessel bậc không, fm là độ dịch Doppler lớn nhất, δ là độ trải trễ của kênh. Bảng 2.1 cho ta một số giá trị phổ biến độ trải trễ của kênh trong các môi trường khác nhau. Bảng 2.1: Giá trị độ trải trễ của một số môi trường tiêu biểu Khi chúng ta xét sự kết hợp chỉ là hàm của khoảng cách tần số và đặt Δt thành không, băng thông Coherent Bc được định nghĩa là độ rộng băng thông Δf khi hệ số đường bao kết hợp giữa hai tín hiệu bằng phân nữa giá trị lớn nhất của nó. Kết quả băng thông Coherent là: Đối với các giá trị độ trải trễ cho trong Bảng 2.1, ta sẽ tính được các băng thông Coherent tương ứng. Nếu độ rộng băng của tín hiệu đã điều chế nhỏ hơn băng thông Coherent của kênh, tất cả các thành phần tần số của tín hiệu đều có cùng fading, và fading này được gọi là fading (tần số) phẳng. Tương tự trong miền thời gian, nếu độ trải trễ của kênh nhỏ hơn khoảng thời symbol, thì sự ảnh hưởng làm thay đổi hình dạng của xung phát lên kênh đó là không đáng kể, chỉ có biên độ của xung là bị thay đổi. Mặt khác, nếu băng thông của tín hiệu điều chế lớn hơn nhiều so với băng thông Coherent của kênh, các thành phần tần số khác nhau của tín hiệu có các đặc tính fading khác nhau, và fading này được gọi là fading lựa chọn tần số. Các kênh lựa chọn tần số cũng còn được gọi là các kênh phân tán thời gian, bởi vì độ trải trễ dài tương ứng với việc kéo dài khoảng thời gian của symbol được phát. Trong trường hợp này, bên cạnh biên độ thì hình dạng của xung phát cũng bị thay đổi. Cần chú ý rằng bóng mờ (fading chậm) luôn luôn là fading phẳng, trong khi đó, fading nhanh do ảnh hưởng đa đường thường gây ra bởi fading lựa chọn tần số. Như vậy, ảnh hưởng của bóng mờ độc lập với băng thông của tín hiệu còn ảnh hưởng của fading nhanh lại phụ thuộc vào băng thông của tín hiệu. Trong thông tin di động số, ảnh hưởng của đường truyền lên tín hiệu phụ thuộc rất nhiều vào tỷ số của khoảng thời symbol trên độ trải trễ của kênh vô tuyến thời gian thay đổi. Nếu tốc độ truyền dẫn bit quá cao đến nỗi mỗi symbol dữ liệu bị trải qua các symbol kế cận một cách nghiêm trọng, nhiều xuyên nhiễu ISI sẽ xuất hiện. Nếu ta muốn nhiễu giữa các symbol kế cận thấp, chúng ta cần có tốc độ symbol phải nhỏ hơn băng thông Coherent. Do vậy, khi tốc độ symbol tăng lên, ta cần phải giảm nhiễu ISI bằng các bộ cân bằng để có được một tỷ số BER chấp nhận được. Và các khu vực hoạt động nhỏ hơn không có nghĩa chỉ là khu vực nhỏ của các khu vực hoạt động lớn hơn, chúng còn có các đặc tính đường truyền khác nhau. 2.6. Thông số tán xạ thời gian(time dispertin parameter) Để phân biệt, so sánh tính chất của các kênh truyền dẫn đa đường, người ta sử dụng các thông số tán xạ thời gian như độ trễ trung bình vượt mức(mean excess delay), trễ hiệu dụng (rms delay spread) và trễ vượt mức(excess delay spread). Các thông số này có thể được tính từ đặc tính công suất truyền tới bộ thu của các thành phần đa đường (power delay profile). Excess delay, τ, là khoảng thời gian chênh lệch giữa tia sóng đang xét với thành phần đến bộ thu đầu tiên. Tính chất tán xạ thời gian(time dispersive) của kênh truyền dẫn đa đường dải rộng được thể hiện qua thông số mean excess delay, τ, và rms delay spread, τ σ. τ được định nghĩa là moment cấp một của power delay profile: ak, P(τ k): biên độ, công suất thành phần thứ k của tín hiệu đa đường. Rms delay spread (στ) là căn bậc hai moment trung tâm cấp hai của power delay profile: 2.7. Phổ Doppler (Doppler spectrum) Trong phần này, chúng ta sẽ tập trung tìm hiểu ảnh hưởng của doppler shift vào việc truyền một sóng mang chưa điều chế tần số fc từ BS. Một MS di chuyển theo hướng tạo thành một góc αi với tín hiệu nhận được từ thành phần thứ I như hình 2.3. MS di chuyển với vận tốc v, sau khoảng thời gian Δt đi được d=v.Δt. Khi đó đoạn đường từ BS đến MS của thành phần thứ I của tín hiệu sẽ bị thay đổi một lượng là Δl. Hình 2.3: Hiệu ứng Doppler Theo hình vẽ ta có Δl = d cosαi (2.11) Khi đó, pha của tín hiệu sẽ bị thay đổi một lượng : λ : Bước sóng của tín hiệu. Dấu “-“ cho thấy độ trễ pha của sóng sẽ giảm khi MS di chuyển về phía BS. Tần số Doppler được định nghĩa như là sự thay đổi pha do sự di chuyển của MS trong suốt khoảng thời gian Δt : Thay phương trình (2.12) vào phương trình (2.13) ta được: Với fm=v/λ =vfc/c là độ dịch tần doppler cực đại ( từ tần số sóng mang được phát đi) do sự di chuyển của MS. Chú ý rằng, tần số Doppler có thể dương hoặc âm phụ thuộc vào góc αi. Tần số Doppler cực đại và cực tiểu là ± fm ứng với góc αi =00 và 1800 khi tia sóng truyền trùng với hướng MS di chuyển : αi=00 ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía trước MS. αi=1800 ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía sau MS. Điều này tương tự với sự thay đổi tần số của tiếng còi xe lửa được tiếp nhận bởi một người đứng ở đường ray khi xe lửa đang tới gần hoặc đi xa dần người đó. Trong một môi trường truyền dẫn thực, tín hiệu đến bộ thu bằng nhiều đường với khoảng cách và góc tới khác nhau. Vì vậy, khi một sóng sin được truyền đi, thay vì bị dịch một khoảng tần số duy nhất (Doppler shift ) tại đầu thu, phổ của tín hiệu sẽ trải rộng từ fc(1-v/c) đến fc(1+v/c) và được gọi là phổ Doppler. Khi ta giả thiết xác suất xảy ra tất cả các hướng di chuyển của mobile hay nói cách khác là tất cả các góc tới là như nhau (phân bố đều), mật độ phổ công suất của tín hiệu tại bộ thu được cho bởi : với k là hằng số (2.15) Chú ý rằng, Hình dạng của S(f) được mô tả như hình 2.4: Hình 2.4: Phổ công suất Doppler 2.8. Trải phổ doppler và thời gian kết hợp (Doppler spread and coherence time) Delay spread và coherence bandwidth là các thông số mô tả bản chất tán xạ thời gian của kênh truyền. Tuy nhiên, chúng không cung cấp thông tin về sự thay đổi tính chất theo thời gian của kênh do sự chuyển tương đối giữa MS và BS hoặc do sự di chuyển của các vật thể khác trong môi trường truyền dẫn. Doppler spread và coherence time là những thông số mô tả bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền. Doppler spread BD là thông số do sự mở rộng phổ gây ra bởi sự thay đổi theo thời gian của kênh vô tuyến di động và được định nghĩa là khoảng tần số mà phổ tần doppler nhận được là khác không. Khi một sóng hình sin có tần số fC được truyền đi, phổ tín hiệu nhận được, phổ doppler, sẽ có các thành phần nằm trong khoảng tần số fc-fd đến fc+fd với fd là độ dịch tần do hiệu ứng doppler. Lượng phổ được mở rộng phụ thuộc vào fd là một hàm của vận tốc tương đối của MS và góc αi giữa hướng di chuyển của MS và hướng của sóng tín hiệu tới MS. Nếu độ rộng phổ của tín hiệu lớn hơn nhiều so với BD, ảnh hưởng của doppler spread là không đáng kể tại bộ thu và đây là kênh fading biến đổi chậm. Coherence time Tc chính là đối ngẫu trong miền thời gian (time domain dual) của doppler spread, dùng để mô tả sự tán xạ tần số và bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền.Doppler spread và coherence time tỉ lệ nghịch với nhau : Tc ≈ 1/fm (2.16) Coherence time là khoảng thời gian mà đáp ứng của kênh truyền không thay đổi. Nói cách, coherence time là khoảng thời gian mà hai tín hiệu có sự tương quan với nhau về biên độ. Nếu nghịch đảo của độ rộng phổ của tín hiệu lớn hơn nhiều so với coherence time của kênh truyền thì khi đó kênh truyền sẽ thay đổi trong suốt thời gian truyền tín hiệu và do đó gây méo ở bộ thu.Coherence time được định nghĩa là khoảng thời gian mà hàm tương quan lớn hơn 0.5, khi đó [2]: với fm là tần số doppler cực đại: fm=v/λ Trên thực tế, nếu ta tính TC theo phương trình 2.16 thì trong khoảng TC tín hiệu truyền sẽ bị dao động nhiều nếu có phân bố Rayleigh, trong khi phương trình 2.17 lại quá hạn chế. Vì thế, người ta thường định nghĩa TC là trung bình nhân của hai phương trình trên : Định nghĩa thời gian kết hợp ngụ ý rằng hai tín hiệu đến bộ thu khác nhau một khoảng thời gian TC sẽ bị ảnh hưởng khác nhau bởi kênh truyền. Ví dụ, một MS di chuyển với vận tốc 60 m/phút sử dụng sóng mang tần số 900MHZ, ta có thời gian kết hợp : Khi sử dụng hệ thống kĩ thuật số, nếu tốc độ dữ liệu lớn hơn1/TC =454bps, kênh truyền sẽ không tạo ra méo do sự di chuyển của MS. Nếu sử dụng công thức (2.18) thì TC=6.77ns và tốc độ dữ liệu phải lớn hơn 150bit/s để tránh hiện tượng méo do tán xạ tần số. 2.9. Kết luận Sau khi phân tích các tính chất của kênh vô tuyến, chúng ta thấy được rằng, việc thêm vào khoảng thời bảo vệ và mở rộng chu kỳ đồng thời truyền dẫn sóng mang con song song sẽ hạn chế được rất nhiều ảnh hưởng của kênh vô tuyến lên tín hiệu OFDM. Trong chương tiếp theo, để chúng ta hiểu rõ hơn về kĩ thuật điều chế OFDM, sẽ trình bày các vấn đề kĩ thuật trong hệ thống OFDM, việc đồng bộ, ước lượng kênh cũng như các kĩ thuật giảm PAR trong hệ thống OFDM. CHƯƠNG 3: CÁC VẤN ĐỀ KĨ THUẬT TRONG HỆ THỐNG OFDM 3.1. Giới thiệu chương Trong chương trước, chúng ta đã tìm hiểu về hệ thống OFDM, đã tìm hiểu về các đặc tính của kênh vô tuyến và nhận thấy rằng các hệ thống OFDM có thể đáp ứng được với ảnh hưởng của hiện tượng đa đường, fading phẳng, fading lựa chọn tần số bằng cách chèn thêm vào khoảng thời bảo vệ và truyền dẫn song song các sóng mang con tốc độ symbol thấp. Bên cạnh những thuận lợi trên, các hệ thống OFDM cũng có các bất lợi. Ba trở ngại chính của hệ thống OFDM là: vấn đề tần số offset, vấn đề đồng bộ, cuối cùng là vấn đề tỷ số công suất đỉnh trung bình PAPR lớn. Trong hệ thống thông tin số, các ký tự đã được mã hoá trải qua quá trình điều chế và được truyền trên các kênh hay bị ảnh hưởng bởi xuyên nhiễu. Ở phía thu, thông thường thì bộ giải điều chế xem như đã biết tần số sóng mang và đa số các bộ giải mã đã biết thời khoảng ký tự. Bởi vì quá trình điều chế và xuyên nhiểu kênh nên các tham số tần số sóng mang và thời khoảng ký tự không còn chính xác. Do đó cần phải ước lượng và đồng bộ chúng. Như vậy, ở phía thu ngoài việc giải quyết sự giải mã dữ liệu(ở bên ngoài) còn phải giải quyết sự đồng bộ hoá (bên trong). Như đã trình bày trong chương 1, đồng bộ là một trong những vấn đề quan trọng trong hệ thống OFDM. Một trong những hạn chế của hệ thống sử dụng OFDM là khả năng dễ bị ảnh hưởng bởi lỗi do đồng bộ, đặc biệt là đồng bộ tần số do làm mất tính trực giao của các sóng mang nhánh. Để giải điều chế và nhận biết tín hiệu OFDM chính xác, yêu cầu các sóng mang nhánh phải có tính trực giao. Khi mà đồng bộ tần số lấy mNu biến đổi dưới 50 xung/phút(ppm) sẽ ít ảnh hưởng đến hoạt động của hệ thống. Các khoảng dịch tần số và thời gian ký tự có thể gây ra nhiễu ICI, ISI và phải tìm cách giảm các nhiễu này. Ở chương này, chúng ta sẽ tìm hiểu về các nội dung chính của vấn đề đồng bộ trong hệ thống OFDM đó là: Các lỗi gây nên sự mất đồng bộ; vấn đề nhận biết khung; ước lượng và sửa chửa khoảng dịch tần số; điều chỉnh sai số lấy mẫu. Chúng ta sẽ khảo sát các loại đồng bộ ứng với các lỗi đó là: Đồng bộ ký tự, đồng bộ khối, đồng bộ tần số lấy mẫu và đồng bộ tần số sóng mang. Cuối cùng, chúng ta xét các kĩ thuật giảm tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR. 3.2. Tổng quan về đồng bộ trong hệ thống OFDM Như đã trình bày ở trên, khi giả sử rằng các đồng hồ tần số lấy mẫu ở phía phát và phía thu là chính xác thì hai yếu tố chính ảnh hưởng đến sự mất đồng bộ khoảng dịch tần số sóng mang và thời khoảng ký tự. Khoảng dịch tần số sóng mang gây nên nhiễu ICI, còn độ dịch khoảng thời ký tự gây ra nhiễu ISI. Trong hệ thống OFDM, nhiễu ICI tác động đến sự mất đồng bộ mạnh hơn nhiễu ISI nên độ chính xác tần số sóng mang yêu cầu nghiêm ngặt hơn thời khoảng ký tự. Trong hệ thống OFDM, quá trình đồng bộ gồm có ba bước: Nhận biết khung, ước lượng khoảng tần(pha), bám đuổi pha. Như mô tả ở hình 3.1 Hình 3.1: Các quá trình đồng bộ trong OFDM Quá trình nhận biết khung được thực hiện bằng cách sử dụng chuỗi PN vi phân miền thời gian. Để ước lượng khoảng dịch tần số, sử dụng mối tương quan trong miền thời gian của các ký tự pilot kề nhau ước lượng phần thực của khoảng dịch tần số, còn phần nguyên được tìm bằng cách sử dụng chuỗi PN vi phân miền tần số. Sự dịch pha do lỗi ước lượng khoảng dịch tần số cũng như pha được tối ưu bằng cách dùng vòng khoá pha số(DPLL). 3.2.1. Nhận biết khung Nhận biết khung nhằm tìm ra ranh giới giữa các ký tự OFDM. Đa số các sơ đồ định thời hiện có sử dụng sự tương quan giữa phần tín hiệu OFDM được lặp lại để tạo ra một sự định thời ổn định. Những sơ đồ như vậy không thể cho vị trí định thời chính xác, đặc biệt là khi SNR thấp. Để nhận biết khung chúng ta sử dụng chuỗi PN miền thời gian được mã hoá vi phân. Nhờ đặc điểm tự tương quan, chuỗi PN cho phép tìm ra vị trí định thời chính xác. Chuỗi PN được phát như là một phần của phần đầu gói OFDM. Tại phía thu, các mẫu tính hiệu thu được sẽ có liên quan với chuỗi đã biết. Khi chuỗi PN phát đồng bộ với chuỗi PN thu có thể suy ra ranh giới giữa các ký tự OFDM bằng việc quan sát đỉnh tương quan. Trong kênh đa đường, nhiều đỉnh tương quan PN được quan sát phụ thuộc vào trễ đa đường(được đo trong chu kỳ lấy mẫu tín hiệu). Đỉnh tương quan lớn nhất xuất hiện tại đỉnh năng lượng của trễ đa đường. Vị trí của đỉnh tương quan lớn nhất này dùng để định vị ranh giới ký hiệu OFDM. Một điểm mấu chốt là do nhận biết khung được thực hiện trước khi ước lượng khoảng dịch tần số nên sai lệch pha không được bù giữa các mẫu tín hiệu do khoảng dịch tần số sẽ phá vỡ tính tương quan của chuỗi PN. Điều này dẫn đến sự phân phối đỉnh tương quan giống dạng sin. Khi không có ước lượng khoảng dịch tần số, điều chế vi phân được sử dụng, nghĩa là chuỗi PN có thể được điều chế vi phân trên những mẫu tín hiệu lân cận. Tại phía thu, tín hiệu được giải mã vi phân và được tính tương quan với chuỗi PN đã biết. Metric định thời kết quả được biểu diễn như sau: Ở đây y(i) là tín hiệu thu, d(i) là chuỗi PN, Nc là độ dài chuỗi PN ; g có thể được xem như một khoảng dịch cửa sổ trượt, M(g) là Metric định thời phức. Giải thuật nhận biết đỉnh sử dụng một bộ đệm có kích thước cố định để lưu kết quả tính toán tạm thời là các giá trị |M(g)|. Sự nhận biết khung thành công khi: 1- phần tử trung tâm của bộ đệm lớn nhất và 2- tỷ lệ của các giá trị phần tử trung tâm và trung bình bộ đệm vượt quá ngưỡng nhất định 3.2.2. Ước lượng khoảng dịch tần số Khoảng dịch tần số gây ra do sự sai khác tần số giữa phía phát và phía thu. Khoảng dịch tần số là vấn đề đặc biệt trong hệ thống OFDM đa sóng mang so với hệ thống đơn sống mang. Để BER tăng không đáng kể, độ lớn khoảng dịch tần số phải trong khoảng 1% của khoảng cách sóng mang, điều này sẽ không khả thi khi hệ thống OFDM sử dụng các bộ dao động thạch anh chất lượng thấp mà không áp dụng bất kỳ kỹ thuật bù khoảng dịch tần số nào. Ước lượng khoảng dịch tần số sử dụng hai ký tự OFDM dẫn đường trong đó ký tự thứ hai bằng với ký tự thứ nhất dịch sang trái Tk(với Tk là độ dài tiền tố lặp CP). Các mẫu tín hiệu cách nhau khoảng thời gian T(đó là độ dài ký tự FFT) là giống hệt nhau ngoại trừ thừa số pha e-j2π(ΔfcT) do khoảng dịch tần số. Khoảng dịch tần số được phân thành phần nguyên và phần thập phân: Δfc T = A + ρ (3.2) Ở đây A phần nguyên và ρ nằm trong khoảng (−1/ 2;1/ 2). phần thập phân được ước lượng bằng cách tính tương quan giữa các mẫu tính hiệu cách nhau một khoảng thời gian T. Phần nguyên được tìm thông qua chuỗi PN được mã hoá vi phân thông qua các sóng mang nhánh lân cận của hai ký tự dẫn đường. 3.2.2.1. Ước lượng phần thập phân Khi không có nhiễu ISI, các mẫu tín hiệu thu được biểu diễn như sau: Ở đây l là chỉ số mẫu( miền thời gian); y(l) là mẫu tín hiệu thu; N là tổng số sóng mang nhánh; z(l) là mẫu nhiễu. Và thời gian mẫu tín hiệu s(l) được biểu diễn như sau: Trong đó k là chỉ số sóng mang nhánh, u(k) là dữ liệu được điều chế trên sóng mang nhánh, c(k) là đáp ứng tần số sóng mang nhánh. Tính tương quan giữa các mẫu cách nhau một khoảng T(nghĩa là xét N mẫu) ta có: Và phần thập phân của khoảng dịch tần số được ước lượng như sau: Nếu SNR cao và bỏ qua mọi xuyên nhiễu ở trong (3.5), J có thể được khai triển và sắp xếp thành phần tín hiệu và phần nhiễu Gaussian. Biểu thức định nghĩa phần thập phân: Khi đó độ lệch chuẩn của lỗi được tính như sau: Từ (3.7) có thể tính xấp xỉ để giảm SNR do khoảng dịch tần số trong hệ thống OFDM kết hợp kết quả đó với (3.8) và giả thiết ước lượng phần nguyên luôn đúng, sự giảm SN R sau ước lượng và bù khoảng dịch tần số được biểu diễn như sau: Điều này không đáng kể trong hệ thống có giá trị N lớn. 3.2.2.2. Ước lượng phần nguyên Đối với ước lượng phần nguyên: 2N mẫu tín hiệu liên tiếp của ký hiệu FOE dài là phần thập phân đầu tiên được bù: Giả sử sự ước lượng phần thập phân là hoàn hảo, các mẫu tín hiệu được bù có thể được tách thành hai ký hiệu FFT: Trong trường hợp này vector ρ có các thành phần : hai ký hiệu FFT có cùng vector tín hiệu, một số ký hiệu FFT mới có thể được tạo ra bằng cách cộng chúng với nhau để tăng SN R lên gần 3dB, nghĩa là: y = y1 + y2 = 2s + z1 + z2 Để thuận tiện, trong phần sau chúng ta dùng y/2 và nhiễu cũng tỉ lệ theo đó. Khi đó FFT cho y/2 được biểu diễn: Một chuỗi PN được mã hoá vi phân qua các sóng mang nhánh lân cận để ước lượng xoay vòng phần nguyên A. Giải mã vi phân các Y(n) rồi tính tương quan giữa kết quả với các phiên bản xoay vòng của chuỗi PN ta sẽ tìm được một đỉnh biên độ duy nhất xác định A. 3.3. Các vấn đề đồng bộ trong hệ thống OFDM Đồng bộ là một trong những vấn đề đang rất được quan tâm trong kỹ thuật OFDM bởi nó có ý nghĩa quyết định đến khả năng cải thiện các nhược điểm của OFDM. Chẳng hạn, nếu không đảm bảo sự đồng bộ về tần số sóng mang thì sẽ dẫn đến nguy cơ mất tính trực giao giữa các sóng mang nhánh, khiến hệ thống OFDM mất đi các ưu điểm đặc trưng nhờ sự trực giao này. Trong hệ thống OFDM, người ta xét đến ba loại đồng bộ khác nhau là: đồng bộ ký tự (symbol synchronization), đồng bộ tần số sóng mang (carrier frequency synchronization), và đồng bộ tần số lấy mẫu (sampling frequency synchronization). 3.3.1. Đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM Trong kỹ thuật đồng bộ tần số chúng ta quan tâm đến lỗi tần số và thực hiện ước lượng tần số.Lỗi tần số là sự chênh lệch tần số gây ra bởi sai khác giữ hai bộ tạo dao động bên phát và bên thu, độ dịch tần Doppler và nhiễu pha do kênh không tuyến tính. Hai ảnh hưởng lỗi tần số gây ra là suy giảm biên độ tín hiệu (do tín hiệu có dạng hàm Sin) được lấy mẫu không phải tại đỉnh và tạo ra xuyên nhiễu kênh ICI giữa các kênh nhánh do mất tính trực giao của các sóng mang nhánh. Đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM gồm có đồng bộ tần số lấy mẫu và đồng bộ tần số sóng mang[1]. 3.3.1.1. Đồng bộ tần số lấy mẫu Tại bên thu, tín hiệu liên tục theo thời gian thu được lấy mẫu theo đồng hồ bên thu, vì vậy sẽ xuất hiện sự bất đồng bộ giữa đồng hồ bên phát và bên thu. N gười ta đưa ra hai phương pháp để khắc phục sự bất đồng bộ này. Phương pháp thứ nhất là sử dụng bộ dao động điều khiển bằng điện áp (Voltage Controlled Oscillator-VCO). Phương pháp thứ hai được gọi là : lấy mẫu không đồng bộ; trong phương pháp này, các tần số lấy mẫu vẫn được giữ nguyên nhưng tín hiệu được xử lý số sau khi lấy mẫu để đảm bảo sự đồng bộ. 3.3.1.2. Đồng bộ tần số sóng mang Trong đồng bộ tần số sóng mang, hai vấn đề chính được quan tâm đến là : lỗi tần số (frequency error) và thực hiện ước lượng tần số[1]. * Lỗi tần số Lỗi tần số được tạo ra do sự khác biệt về tần số giữa hai bộ tạo dao động bên phát và bên thu, do độ dịch tần Doppler, hoặc do nhiễu pha xuất hiên khi kênh truyền không tuyến tính. Hai ảnh hưởng do lỗi tần số gây ra là : suy giảm biên độ tín hiệu thu được (vì tín hiệu không được lấy mẫu tại đỉnh của mỗi sóng mang hình sin) và tạo ra nhiễu xuyên kênh ICI (vì các sóng mang bị mất tính trực giao). * Ước lượng tần số Tương tự như kỹ thuật đồng bộ ký tự, để thực hiện đồng bộ tần số, có thể sử dụng tín hiệu pilot hoặc sử dụng tiền tố lặp. Trong kỹ thuật sử dụng tín hiệu pilot, một số sóng mang được sử dụng để truyền những tín hiệu pilot (thường là các chuỗi giả nhiễu). Sử dụng những ký tự đã biết trước về pha và biên độ sẽ giúp ta ước lượng được độ quay pha do lỗi tần số gây ra. Để tăng độ chính xác cho bộ ước lượng, người ta sử dụng thêm các vòng khóa pha (Phase Lock Loop-PLL). Một vấn đề cần được quan tâm đến là mối quan hệ giữa đồng bộ ký tự và đồng bộ tần số sóng mang. Để giảm ảnh hưởng của sự mất đồng bộ tần số sóng mang thì có thể giảm số lượng sóng mang, tăng khoảng cách giữa hai sóng mang cạnh nhau. Nhưng khi giảm số sóng mang thì phải giảm chu kỳ của mỗi ký tự trên mỗi sóng mang, dẫn đến việc đồng bộ ký tự rất khó khăn và phải chặt chẽ hơn. Điều đó chứng tỏ hai vấn đề đồng bộ trên có quan hệ chặt chẽ lẫn nhau, cần phải có sự dung hòa hợp lý để hệ thống đạt được các chỉ tiêu kỹ thuật đề ra. 3.3.2. Đồng bộ ký tự trong hệ thống OFDM Đồng bộ ký tự nhằm xác định chính xác thời điểm bắt đầu một ký tự OFDM. Hiện nay, với kỹ thuật sử dụng tiền tố lặp (CP) thì đồng bộ ký tự đã được thực hiện một cách dễ dàng hơn. Hai yếu tố cần được chú ý khi thực hiện đồng bộ ký tự là lỗi thời gian (timing error) và nhiễu pha sóng mang (carrier phase noise). * Lỗi thời gian Lỗi thời gian gây ra sự sai lệch thời điểm bắt đầu một ký tự OFDM. Nếu lỗi thời gian đủ nhỏ sao cho đáp ứng xung của kênh vẫn còn nằm trong chiều dài khoảng tiền tố lặp (CP) thì hệ thống vẫn đảm bảo sự trực giao giữa các sóng mang. Trong trường hợp này thì thời gian trễ của một ký tự được xem như là độ dịch pha của kênh truyền và độ dịch pha này được xác định nhờ kỹ thuật ước lượng kênh. Trong trường hợp ngược lại, nếu chiều dài của CP nhỏ hơn lỗi thời gian thì hệ thống sẽ xuất hiện lỗi ISI. Có hai phương pháp để thực hiện đồng bộ thời gian, đó là :đồng bộ thời gian dựa vào tín hiệu pilot và đồng bộ thời gian dựa vào tiền tố lặp. Phương pháp đồng bộ thời gian dựa vào tín hiệu pilot được áp dụng cho các hệ thống OFDM mà tín hiệu được truyền đi bằng kỹ thuật điều tần. Trong phương pháp này, bên phát sẽ mã hóa một số tín hiệu đã biết trước thông tin về pha và biên độ trên một số sóng mang phụ. Phương pháp này sau đó đã được điều chỉnh để sử dụng cho cả hệ thống OFDM mà tín hiệu truyền đi được truyền theo kỹ thuật điều biên. Thuật toán đồng bộ thời gian sử dụng tín hiệu pilot gồm 3 bước là : nhận biết công suất (power detection), đồng bộ thô (coarse synchronization)và đồng bộ tinh (fine synchronization). * Nhiễu pha sóng mang Nhiễu pha sóng mang là hiện tượng không ổn định về pha của các sóng mang do sự không ổn định của bộ tạo dao động bên phát và bên thu. 3.3.2.1. Đồng bộ ký tự dựa trên ký hiệu pilot Phương pháp này được giới thiệu lần đầu vào năm 1993 cho các hệ thống thông tin OFDM/FM, tức các hệ thống sử dụng OFDM được truyền dưới dạng điều tần. Theo đó, máy phát sẽ sử dụng mã hoá một số kênh nhánh với tần số và biên độ biết trước. Sau này, kỹ thuật được điều chỉnh để có thể sử dụng cho truyền dẫn tín hiệu OFDM điều chế biên độ. Thuật toán đồng bộ gồm ba bước: N hận biết công suất (Power detection), đồng bộ thô (coarse synchronization), đồng bộ tinh (fine synchronization).N hiệm vụ của nhận biết công suất là xác định xem tín hiệu truyền có phải là OFDM hay không bằng cách dò công suất thu và so sánh với mức ngưỡng. Bước đồng bộ thô, tín hiệu sẽ được đồng bộ ban đầu với độ chính xác khá thấp là một nửa khoảng thời gian lấy mẫu. Mặc dù độ chính xác trong bước này là không cao, song nó sẽ làm đơn giãn thuật toán dò tìm đồng bộ trong bước tiếp theo. Để thực hiện đồng bộ thô, người ta tính tương quan giữa tín hiệu thu và bản sao của tín hiệu phát(được xác định trước) rồi tìm đỉnh tương quan. Tần suất ước lượng các điểm phải gấp bốn lần tốc độ tính hiệu để đảm bảo tính chính xác trong ước lượng đỉnh tương quan. Ở bước đồng bộ tinh, do thời gian đồng bộ chính xác nhỏ hơn 0, 5 mẫu tín hiệu nên kể cả ảnh hưởng của lỗi đồng bộ, đáp ứng xung kênh chắc chắn nằm trong thời khoảng của CP (vì thời khoảng của CP phải lớn hơn thời khoảng đáp ứng xung kênh ít nhất là một mẫu). Vì vậy lỗi pha sóng mang ở các kênh nhánh chắc chắn là do lỗi thời gian gây nên. Lỗi này có thể được ước lượng bằng cách sử dụng hồi quy tuyến tính. Sau đó, tín hiệu tại các kênh pilot sẽ được cân bằng. Các ký tự pilot được chèn vào tín hiệu OFDM theo một trật tự hợp lý. Thông thường ký tự pilot được chèn vào phần đầu tiên của gói OFDM như hình 3.2 : Hình 3.2: Pilot trong gói OFDM 3.3.2.2. Đồng bộ ký tự dựa vào CP Phương pháp này chủ yếu dựa trên ý tưởng cơ bản là xét hiệu hai mẫu tín hiệu thu cách nhau N bước: d(m) = r(m) – r(m+N) với N là số sóng mang nhánh. N cũng bằng số điểm lấy mẫu tương ứng với phần có ích của ký tự OFDM (không kể cả CP), khi đó: Nếu r(m) và r(m+N) tương ứng với các mẫu tín hiệu phát nằm trong thời khoảng của cùng một ký tự OFDM, chúng phải là bản sao của nhau nên công suất của d(m) thấp. Nếu r(m) và r(m+N) không tương ứng với các mẫu tín hiệu phát nằm trong thời khoảng của cùng một ký tự OFDM, d(m) là hiệu của hai biến ngẫu nhiên không tương quan. Công suất trung bình của d(m) trong trường hợp này bằng hai lần công suất trung bình của ký tự OFDM. Nếu sử dụng một cửa sổ trượt có độ rộng đúng bằng thời khoảng của CP (tức là điểm cuối của cửa sổ trùng với điểm bắt đầu của ký tự OFDM) thì cửa sổ này trùng với thành phần CP của ký tự OFDM sẽ có một cực tiểu về công suất trung bình của các mẫu d(m) trong cửa sổ này. Do đó, có thể ước lượng được thời điểm bắt đầu của ký tự OFDM, đồng bộ thời gian sẽ được thực hiện. 3.3.2.3. Đồng bộ khung ký tự dựa trên mã đồng bộ khung (FSC : Frame synchronization Code) Đồng bộ khung ký tự nhằm nhận biết vị trí bắt đầu của khung ký tự để tìm thấy vị trí chính xác của cửa sổ FFT.N hững thuật toán đồng bộ khung ký tự truyền thống (dùng ký tự pilot, dùng CP, ...) thì dựa vào sự quan hệ giữa khoảng bảo vệ GI và phần sau của ký tự. N hưng các thuật toán này không thể phát hiện chính xác vị trí bắt đầu của ký tự do nhiễu ISI trong kênh fading đa đường. Cấu trúc khung có thể được chia thành vùng mã đồng bộ khung FSC cho đồng bộ khung ký tự và vùng dữ liệu cho truyền dẫn ký hiệu OFDM như hình 3.3 Hìmh 3.3: Một kiểu cấu trúc khung ký tự OFDM Có thể biểu diễn tín hiệu khung OFDM như sau: Trong đó: TFSC là thời khoảng tín hiệu FSC Tại phía phát, chuỗi các mẫu ở dạng số được phát gồm có chuỗi CA(n) của FSC và các mẫu không có GI đã qua FFT, biểu diễn như sau: Ở đây, CL là độ dài bít của FSC, và các mẫu CA(n) được ứng dụng trực tiếp để s(n) là vị trí bắt đầu khung, sm(n) là chuỗi các mẫu của ký hiệu OFDM thứ m trong miền tần số và N là số sóng mang nhánh. Tín hiệu FSC là một chuỗi tuần tự các mẫu, s(n)=CA(n) với n=1, 2, ..., CL, được tạo thành từ vector FSC C(n)={C(1), C(2), ..., C(CL)} gồm có CL giá trị nhị phân. Đối với mã C(n) mà có giá trị ‘1’, chúng ta thực hiện đảo cực tính luân phiên để tạo ra tín hiệu ba mức CA(n). Cho ví dụ: C(n)={1, 0, 0, 1, 1, 1, 0, 1} thì CA(n)={1, 0, 0, 1, -1, 1, - 1, 0, 1}. Bằng thủ tục này, có thể duy trì số giá trị ‘1’ và ‘-1’ bằng nhau tại phía phát để hạn chế khoảng dịch DC và duy trì một mức cố định cho dải động. Hình 3.4 trình bày cấu trúc đồng bộ khung ký tự OFDM gồm: Bộ nhận biết công suất, bộ nhận biết bit ‘0/1’, CL thanh ghi dịch, bộ cộng Module-2 được giảm bớt, bộ tổng và bộ nhận biết đỉnh. Hình 3.4: Bộ đồng bộ khung ký tự dùng FSC Thuật toán đồng bộ khung ký tự nhờ FSC gồm có các bước: N hận biết FSC, xác định các mức ngưỡng tối ưu Th1 và Th2 để tăng cường xác suất nhận biết vị trí đầu khung ký tự. 3.3.3. Ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ đến chỉ tiêu chất lượng của hệ thống OFDM Người ta thường đánh giá ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ dựa trên việc xác định độ suy giảm của tỉ số công suất tín hiệu trên nhiễu SN R. Ta có thể đưa ra một số nhận xét sau[1]: - Đồng bộ tần số sóng mang giữa máy phát và máy thu ảnh hưởng đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống nhiều nhất (kể cả kênh fading lẫn kênh AWGN ). Suy hao SN R [dB] tỷ lệ thuận với bình phương độ sai lệch tần số sóng mang. - Độ lệch của nhiễu pha sóng mang tỷ lệ thuận với số lượng sóng mang. Vì vậy, suy hao SN R [dB] theo nhiễu pha tăng lên khi tăng số lượng sóng mang. - Suy hao SN R [dB] theo lỗi đồng bộ tần số lấy mẫu phụ thuộc vào bình phương của chỉ số sóng mang và bình phương độ dịch tần số lấy mẫu tương đối. - Ảnh hưởng của lỗi thời gian sẽ bị triệt tiêu nếu độ dịch thời gian đủ nhỏ sao cho nó không làm đáp ứng xung của kênh vượt ra ngoài khoảng của CP. 3.4. Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) Tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình là một trong những hạn chế cơ bản của tín hiệu OFDM. Khi tỉ số này cao, việc sử dụng bộ khuyếch đại công suất sẽ không đạt hiệu suất cao vì phải dành dự trữ công suất để tránh nhiễu phi tuyến. Như vậy, giảm PAPR là yêu cầu quan trọng của hệ thống sử dụng OFDM. PAPR của một ký tự OFDM là tỉ số giữa giá trị lớn nhất của bình phương một mẫu đơn lẻ trên miền thời gian với giá trị trung bình bình phương của mẫu này[1]: PAPR biểu diễn dải biên độ của các mẫu tạo ra bên máy phát tín hiệu OFDM. Nói cách khác, PAPR biểu diễn khoảng cách đến gốc của ký tự trong không gian tín hiệu. Ví dụ: Hệ thống nhị phân {0, 1}: Hệ thống điều chế pha M mức(M-PSK) : do các ký tự trong không gian tín hiệu chỉ khác nhau về pha trong khi độ lớn bằng nhau nên PAPR=1.PAPR quá lớn sẽ tạo ra nhiều bất lợi như làm tăng độ phức tạp của bộ biến đổi D/A, A/D và làm giảm hiệu quả của bộ công suất cao tần. Một vài kĩ thuật đã được đưa ra nhằm giảm PAPR.Ta có thể chia chúng ra làm 3 loại như sau : Thứ nhất là kĩ thuật làm méo tín hiệu.Các kĩ thuật này giảm biên độ đỉnh chỉ đơn giãn bằng cách làm méo tín hiệu OFDM tại xung quanh đỉnh của tín hiệu. Các kĩ thuật này gồm có clipping, peak windowing và peak cancellation. Thứ hai là các kĩ thuật mã hoá (coding technique) sử dụng bộ mã hoá sửa sai đặc biệt nhằm loại ra những symbol OFDM có PAPR cao. Thứ ba là những kĩ thuật dựa trên việc ngẫu nhiên hoá mỗi symbol OFDM với các chuỗi giả ngẫu nhiên khác nhau và lựa chọn các chuỗi có tỉ lệ PAPR nhỏ nhất. 3.5. Kết luận Trong chương này chúng ta đã trình bày các phương pháp đồng bộ cho hệ thống OFDM. Đồng bộ ký tự ký tự củng đồng nghĩa với đồng bộ thời gian vì nó khắc phục lỗi thời gian, đây là vấn đề có nhiều phương pháp được nghiên cứu và áp dụng. Vấn đề khó khăn nhất trong đồng bộ tần số cũng như đồng bộ nói chung là đồng bộ tần số sóng mang. Có nhiều phương pháp ước lượng tần số sóng mang, nhưng ở đây chúng ta chỉ trình bày một số phương pháp tiêu biêu. Việc xét đến các ảnh hưởng của sai lỗi đồng bộ đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống OFDM sẽ giúp chúng ta nhận biết vai trò của các loại đồng bộ và thực hiện đồng bộ có hiệu quả nhất.Tỷ số PAPR của một tín hiệu OFDM lớn sẽ gây nên các thành phần tần số bậc cao sau khi khuếch đại do các bộ khuếch đại hoạt động ở vùng phi tuyến. Việc sản sinh ra thành phần tần số bậc cao sẽ gây nên nhiễu xuyên điều chế, là một điều không mong muốn. Tỷ số PAPR cao là một bất lợi lớn của hệ thống OFDM. Việc giảm được tỷ số PAPR trong hệ thống OFDM là một điều rất đáng quan tâm. Nhưng cho đến nay, việc tìm ra một phương thức giảm PAPR thật sự phù hợp vẫn còn bỏ ngỏ và là đề tài nghiên cứu của nhiều nhà khoa học trên thế giới. Chúng ta đã tìm hiểu các kĩ thuật như đồng bộ, tỷ số PAPR cũng như các ảnh hưởng của kênh vô tuyến đến truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống OFDM, trong chương tiếp theo chúng ta áp dụng các kĩ thuật đó vào trong truyền hình số quảng bá mặt đất DVB_T. CHƯƠNG 4 : ỨNG DỤNG OFDM TRONG TRUYỀN HÌNH SỐ MẶT ĐẤT DVB-T 4.1. Giới thiệu chương Truyền hình số là một phương pháp hoàn toàn mới, trên thế giới các nhà điều hành cáp, vệ tinh, trên mặt đất đều đang chuyển động đến môi trường số, nó làm thay đổi cách sống của hàng trăm triệu gia đình trên thế giới.Các công ty cho rằng sự hội tụ giữa máy tính cá nhân, máy thu hình và Internet đã bắt đầu và điều đó sẽ dẫn đến sự chuyển hoá cực đại về máy tính.Đối với người tiêu dùng, kỷ nguyên mới về số sẽ nâng cao việc xem truyền hình ngang với chất lượng chiếu phim, âm thanh ngangvới chất lượng CD cùng với hàng trăm kênh truyền hình mới và nhiều dịch vụ mới.Truyền hình số cho thuê bao xem được nhiều chương trình truyền hình với chất lượng cao nhất. Truyền hình số có chất lượng truyền dữ liệu cao, cho phép cung cấp nội dung đa phương tiện phong phú và người xem truyền hình có thể lướt qua Internet bằng máy thu hình, nhờ có kỹ thuật nén, có thể phát sóng nhiều chương trình truyền hình trên một kênh sóng. Các tổ chức về tiêu chuẩn quốc tế là các cơ sở nghiên cứu và đề xuất các tiêu chuẩn truyền hình số, ví dụ một vài tổ chức quốc tế như : * ETSI (the European Telecommunications Standards Institute) * DVB (Digital Video Broadcasting) * ATSC (the Advanced Television Systems Committee) * DAVIC (the Digital Audio Visual Council) * ECCA (the European Cable Communications Association) * CableLabs * W3C (W3 Consortium) * FCC (the Federal Communications Commission) Sự ra đời của truyền hình số có các ưu điểm vượt trội so với các chuẩn truyền dẫn và phát tín hiệu truyền hình tương tự như : * Khả năng chống nhiễu cao * Có khả năng phát hiện và sửa lỗi * Chất lượng truyền hình trung thực do tại phía thu tín hiệu truyền hình số có khả năng phát hiện và tự sửa lỗi nên tín hiệu được khôi phục hoàn toàn giống như phát. * Tiết kiệm phổ tần số và kinh phí đầu tư bằng cách sử dụng công nghệ nén MPEG-2 và phương thức điều chế tín hiệu số có mức điều chế cao như: QBSK, QAM, 16QAM, nhờ đó dải tần 8Mhz có thể tải được 4-8 kênh chương trình truyền hình số chất lượng cao. * Khả năng thực hiện truyền hình tương tác, truyền số liệu và có khả năng truy cập Internet. Vì những ưu điểm vượt trội của truyền hình số so với truyền hình tương tự nên trong chương này em sẽ trình bày về truyền hình số theo tiêu chuẩn DVB_T sử dụng kĩ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM. 4.2. Tổng quan về DVB_T Việc phát triển các tiêu chuẩn DVB đã khởi đầu vào năm 1993 và tiêu chuẩn DVB_T đã được tiêu chuẩn hoá vào năm 1997 do Viện tiêu chuẩn truyền thông châu Âu (ESTI: European Telecommunication Standards Institute). Hiện nay tiêu chuẩn này đã được các nước châu âu và nhiều nước khác trên thế giới thừa nhận.Năm 2001 đài truyền hình Việt Nam đã quyết định chọn nó làm tiêu chuẩn để phát sóng cho truyền hình mặt đất trong những năm tới. DVB là sơ đồ truyền dựa trên tiêu chuẩn MPEG-2, là một phương pháp phân phối từ một điểm tới nhiều điểm video và audio số chất lượng cao có nén. Nó là sự thay thế có tăng cường tiêu chuẩn truyền hình quảng bá tương tự vì DVB cung cấp phương thức truyền dẫn linh hoạt để phối hợp video, audio và các dịch vụ dữ liệu. Trong truyền hình số mặt đất không thể sử dụng phương pháp điều chế đơn sóng mang được vì multipath sẽ làm ảnh hưởng nghiêm trọng đến chỉ tiêu kĩ thuật của truyền sóng mang đơn tốc độ cao vì lý do này OFDM đã được sử dụng cho tiêu chuẩn truyền hình mặt đất DVB_T. DVB_T cho phép hai mode truyền phụ thuộc vào số sóng mang được sử dụng. Bảng 4.1: Mô tả các thông số các mode làm việc trong DVB_T Kiểu 2K phù hợp cho hoạt động bộ truyền đơn lẻ và cho các mạng SFN loại nhỏ có khoảng cách bộ truyền giới hạn; nó sử dụng 1705 sóng mang con. Kiểu 8K có thể được sử dụng cho hoạt động bộ truyền đơn lẻ cũng như cho các mạng SFN loại nhỏ và lớn; nó sử dụng 6817 sóng mang con Để giảm nhỏ ảnh hưởng không bằng phẳng của kênh thì dùng nhiều sóng mang càng tốt.Tuy nhiên khi số sóng mang nhiều, mạch sẽ phức tạp hơn, trong giai đoạn đầu khi công nghệ chế tạo chip chưa hoàn thiện các chip điều chế còn đắt người ta thường dùng mode 2k vì công nghệ chế tạo chip đơn giãn và rẽ hơn. Về cấu trúc máy phát số DVB-T và máy phát hình tương tự là giống nhau nhưng điểm khác biệt là phần điều chế. Hình 4.1 biểu diễn sơ đồ khối bộ điều chế DVB-T[6]. Hình 4.1: Sơ đồ khối bộ điều chế số DVB-T Tất cả các đài phát của mạng phát xạ DVB_T thông qua hệ thống định vị toàn cầu GPS ( Global Positioning System) được khoá ở một tần số chính xác làm cho tất cả các máy phát sử dụng ở cùng một tần số và được phát trong cùng một thời gian. Nguyên lý của hệ thống này như trình bày ở hình 4.2. Hình 4.2: Sơ đồ khối phần biến đổi số sang tương tự 4.3. Tính trực giao của các sóng mang OFDM trong DVB_T Việc sử dụng một số lượng lớn các sóng mang tưởng chừng như không có triển vọng lắm trong thực tế và không chắc chắn, vì có rất nhiều bộ điều chế và giải điều chế và các bộ lọc đi kèm theo, đồng thời phải cần một dải thông lớn hơn để chứa các sóng mang này.Nhưng các vấn đề trên đã được giải quyết khi các sóng mang đảm bảo điều kiện được đặt đều đặn cách nhau một khoảng fU=1/TU, với TU là khoảng symbol hữu dụng, đây cũng chính là điều kiện trực giao của các sóng mang trong hệ thống ghép kênh phân chia tần số trực giao, hình 4.3 biểu diễn hình ảnh của phổ tín hiệu của 16 sóng mang con trực giao nhau trong dải thông kênh truyền dẫn và phổ tín hiệu RF của máy phát số DVB_T có dải thông 8MHz[6].Các thành phổ của máy phát số DVB_T(gồm hàng nghàn các sóng mang con) chiếm hết dải thông 8MHz. Hình 4.3: Phổ của tín hiệu OFDM với số sóng mang N=16 và phổ tín hiệu RF thực tế. 4.4. Biến đổi IFFT và điều chế tín hiệu trong DVB-T Như đã trình bày trong các chương trước, bản chất của quá trình tạo tín hiệu OFDM là phân tích chuỗi bit đầu vào thành các sóng mang đã được điều chế theo một kiểu nào đó trong miền thời gian liên tục. Tuỳ thuộc vào kiểu điều chế mỗi tổ hợp bit trong chuỗi bit đầu vào được gán cho một tần số sóng mang, vì vậy mỗi sóng mang chỉ tải số lượng bit cố định. Nhờ bộ định vị (Mapper) và điều chế MQAM, sóng mang sau khi điều chế QAM là một số phức và được xếp vào biểu đồ chòm sao theo quy luật mã Gray trên 2 trục Re (thực) và Im(ảo). Vị trí của mỗi điểm tín hiệu (số phức) trên biểu đồ chòm sao phản ánh thông tin về biên độ và pha của các sóng mang. Quá trình biến đổi IFFT sẽ biến đổi các số phức biểu diễn các sóng mang trong miền tần số thành các số phức biểu diễn các sóng mang trong miền thời gian rời rạc (Hình 4.3 trên cho ta thấy phổ của symbol OFDM ). Trong thực tế các thành phần Re và Im được biểu diễn bằng chuỗi nhị phân được bộ điều chế IQ sử dụng để điều chế sóng mang cũng được biểu diễn bằng một chuỗi nhị phân. Chuỗi nhị phân sau điều chế IQ được biến đổi D/A để nhận được tín hiệu trong băng tần cơ bản. Quá trình xử lý ở phía thu của DVB-T sẽ thực hiện biển đổi FFT để tạo các điểm điều chế phức của từng sóng mang phụ trong symbol OFDM, sau khi giải định vị (Demapping) xác định biểu đồ bit tương ứng các tổ hợp bit được cộng lại để khôi phục dòng dữ liệu đã truyền. 4.5. Lựa chọn điều chế cơ sở Tại mỗi symbol, mỗi sóng mang sẽ được điều chế bởi một số phức lấy từ tập chòm sao. Tuỳ thuộc vào kiểu điều chế cơ sở được chọn là QPSK, 16QAM hay 64QAM mỗi sóng mang sẽ vận chuyển được số bit dữ liệu là 2, 4 hoặc 6 bit. Tuy nhiên với công suất phát cố định, khi có nhiều bit dữ liệu trong một symbol thì các điểm trong chòm sao càng gần nhau hơn và khả năng chống lỗi sẽ bị giảm. Do vậy cần có sự cân đối giữa tốc độ và mức độ lỗi[6]. Với mô hình điều chế không phân cấp luồng số liệu đầu vào được tách thành các nhóm có số bit phụ thuộc vào kiểu điều chế cơ sở. Mỗi nhóm bit này mang thông tin về pha và biên độ của sóng mang và tương ứng với một điểm trên biểu đồ chòm sao. Hình 4.4 biểu diễn các chòm sao của điều chế QPSK(4 QAM), 16-QAM và 64-QAM không phân cấp. Trong mô hình điều chế phân cấp, hai luồng số liệu độc lập sẽ được truyền trong cùng một thời điểm. Luồng dữ liệu có mức ưu tiên cao(HP) được điều chế QPSK và luồng có mức ưu tiên thấp được điều chế 16-QAM hoặc 64-QAM. Hình 4.4: Biểu diễn chòm sao của điều chế QPSK, 16-QAM và 64-QAM Hình 4.5: Biểu diễn chòm sao của điều chế phân cấp 16-QAM với α = 4. 4.6. Số lượng, vị trí và nhiệm vụ của các sóng mang Tín hiệu truyền đi được tổ chức thành các khung (Frame). Cứ 4 khung liên tiếp tạo thành một siêu khung. Lý do việc tạo ra các khung là để phục vụ tổ chức mang thông tin tham số bên phát (bằng các sóng mang báo hiệu tham số bên phát-Transmission Parameter Signalling - TPS carriers). Lý do của việc hình thành các siêu khung là để chèn vừa đủ một số nguyên lần gói mã sửa sai Reed-Solomon 204 byte trong dòng truyền tải MPEG-2 cho dù ta chọn bất kỳ cấu hình tham số phát, điều này tránh việc phải chèn thêm các gói đệm không cần thiết. Mỗi khung chứa 68 symbol OFDM trong miền thời gian (được đánh dấu từ 0 đến 67). Mỗi symbol này chứa hàng ngàn sóng mang (6817 sóng mang với chế độ 8K, và 1705 sóng mang với chế độ 2K) nằm dày đặc trong dải thông 8 MHz (Việt Nam chọn dải thông 8MHz, có nước chọn 7MHz). Hình 4.6 biểu diễn phân bố sóng mang của DVB-T theo thời gian và tần số[6]. Hình 4.6: Phân bố sóng mang của DVB-T (chưa chèn khoảng bảo vệ) Như vậy trong một symbol OFDM sẽ chứa: - Các sóng mang dữ liệu (video, audio, ...) được điều chế M-QAM. Số lượng các sóng mang dữ liệu này chỉ có 6048 với 8K, và 1512 với 2K. - Các pilot (sóng mang) liên tục: bao gồm 177 pilot với 8K, và 45 pilot với 2K. Các pilot này có vị trí cố định trong dải tần 8MHz và cố định trong biểu đồ chòm sao để đầu thu sửa lỗi tần số, tự động điều chỉnh tần số (AFC) sửa lỗi pha. - Các pilot (sóng mang) rời rạc (phân tán): bao gồm 524 pilot với 8K, và 131 pilot với 2K có vị trí cố định trong biểu đồ chòm sao. Chúng không có vị trí cố định trong miền tần số, nhưng được trải đều trong dải thông 8MHz. Bên máy thu khi nhận được các thông tin từ các pilot này sẽ tự động điều chỉnh để đạt được "đáp ứng kênh" tốt nhất và thực hiện việc hiệu chỉnh (nếu cần). - Khác với sóng mang các chương trình, các pilot không điều chế QAM, mà chỉ điều chế BPSK với mức công suất lớn hơn 2, 5 dB so với các sóng mang khác. Hình 4.7 biểu diễn phân bố sóng mang pilot rời rạc và liên tục với múc công suất lớn hơn các sóng mang dữ liệu 2, 5 dB. Hình 4.7: Phân bố các pilot của DVB-T - Các sóng mang thông số phát TPS (Transmission Parameter Signalling) chứa nhóm thông số phát được điều chế BPSK vì thế trên biểu đồ chòm sao, chúng nằm trên trục thực. Sóng mang TPS bao gồm 68 sóng mang trong chế độ 8K và 17 sóng mang trong chế độ 2K. Các sóng mang TPS này không những có vị trí cố định trên biểu đồ chòm sao, mà còn hoàn toàn cố định ở các vị trí xác định trong dải tần 8MHz. Hình 7 biểu diễn vị trí các pilot và sóng mang TPS được điều chế BPSK Hình 4.8. Phân bố các pilot của DVB-T trên biểu đồ chòm sao 4.7. Chèn khoảng thời gian bảo vệ Trong thực tế khi khoảng tổ hợp thu được trải dài theo 2 symbol thì không chỉ có nhiễu giữa các symbol (ISI) mà còn cả nhiễu tương hỗ giữa các sóng mang (ICI). Để tránh điều này người ta chèn thêm khoảng bảo vệ (Guard Interval duration) Tg trước mỗi symbol để đảm bảo các thông tin là đến từ cùng một symbol và xuất hiện cố định. Hình 4.9: Phân bố sóng mang khi chèn thêm khoảng thời gian bảo vệ Mỗi khoảng symbol được kéo dài thêm vì thế nó sẽ vượt quá khoảng tổ hợp của máy thu Tu. Như vậy đoạn thêm vào tại phần đầu của symbol để tạo nên khoảng bảo vệ sẽ giống với đoạn có cùng độ dài tại cuối symbol. Miễn là trễ không vượt quá đoạn bảo vệ, tất cả thành phần tín hiệu trong khoảng tổ hợp sẽ đến từ cùng một symbol và tiêu chuẩn trực giao được thoả mãn. ICI và ISI chỉ xảy ra khi trễ vượt quá khoảng bảo vệ. Độ dài khoảng bảo vệ được lựa chọn sao cho phù hợp với mức độ thu đa đường(multi path) của máy thu. Việc chèn khoảng thời gian bảo vệ được thực hiện tại phía phát. Khoảng thời gian bảo vệ Tg có các giá trị khác nhau theo quy định của DVB-T [1]: 1/4Tu, 1/8Tu, 1/16Tu và 1/32Tu. Khi chênh lệch thời gian của các tia sóng đến đầu thu không vượt quá khoảng thời gian bảo vệ Tg, thì máy thu hoàn toàn khắc phục tốt hiện tượng phản xạ (xem hình 4.10). Thực chất, khoảng thời gian bảo vệ Tg là khoảng thời gian trống không mang thông tin hữu ích. Vì vậy, cùng chế độ phát, Tg càng lớn, thông tin hữu ích sẽ càng ít, số lượng chương trình sẽ giảm. Nhưng Tg càng lớn khả năng khắc phục cáctia sóng phản xạ từ xa đến càng hiệu quả. Với sử dụng kỹ thuật ghép đa tần trực giao và với thông số khoảng thời gian bảo vệ này tạo tiền đề cho việc thiết lập mạng đơn tần DVB-T. Các máy phát thuộc mạng đơn tần đều phát cùng một kênh sóng, rất thuận lợi cho quy hoạch và tiết kiệm tài nguyên tần số. Hình 4.10: Các tia sóng đến trong thời khoảng bảo vệ 4.8. Tổng vận tốc dòng dữ liệu của máy phát số DVB-T Thông thường, thông tin trên một kênh cao tần 8MHz của máy phát DVB-T phụ thuộc vào tổng vận tốc dòng dữ liệu mà nó có khả năng truyền tải và có thể thấy các tham số phát như kiểu điều chế (modulation), tỷ lệ mã sửa sai (code rate) và khoảng thời gian bảo vệ (Guard interval) sẽ quyết định khả năng này. Bảng 4.1 thống kê tổng vận tốc dòng dữ liệu máy phát DVB-T có thể truyền tải từ 4, 98 Mbit/s đến 31, 67 Mbit/s trên một kênh cao tần 8MHz với các nhóm thông số phát khác nhau[6]. Bảng 4.1: Tổng vận tốc dòng dữ liệu 4.9. Kết luận Hệ thống DVB-T sử dụng kỹ thuật OFDM, thông tin cần phát được phân chia vào một lượng lớn các sóng mang. Các sóng mang này chồng lên nhau trong miền thời gian và tần số và được mã hoá riêng biệt, do đó giao thoa chỉ ảnh hưởng đến vài sóng mang và tối thiểu hoá âm thanh của nhiễu. Như đã xét ở các chương trước, ta thấy việc ứng dụng OFDM có hiệu quả rất lớn trong truyền hình số mặt đất (DVB-T), nhờ khả năng chống lại nhiễu ISI, ICI gây ra do hiệu ứng đa đường. Trong chương tiếp trình bày chương trình mô phỏng truyền dẫn tín hiệu trong hệ thống OFDM khi có nhiễu trắng cộng (AWGN). KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao - OFDM là một kỹ thuật hiện đại cho truyền thông tương lai. Đây là kỹ thuật hết sức mới mẻ, việc nghiên cứu và ứng dụng OFDM đang trong giai đoạn khẩn trương. Trong đó, những vấn đề kỹ thuật là các đối tượng được quan tâm nghiên cứu nhiều nhất. Đồ án tốt nghiệp này chỉ tìm hiểu một số vấn đề kỹ thuật chính trong hệ thống OFDM, đó là: Ước lượng kênh, đồng bộ và ứng dụng của kỹ thuật OFDM trong truyền dẫn tín hiệu DVB-T. Vì khả năng chống hiệu ứng đa đường động rất tốt của hệ thống OFDM đã tạo cho nghành truyền hình có hai khả năng mới mà truyền hình tương tự cũng như truyền hình số tuân theo tiêu chuẩn không thể đạt được là : * Khả năng thu di động các dịch vụ truyền hình quảng bá. * Khả năng tạo nên một mạng đơn tần trong một phạm vi rộng. Đối với hệ thống truyền hình tương tự cũng như một hệ thống thông tin, các máy phát cạnh nhau dùng chung một tần số là một vấn đề vô cùng khó khăn. Vì vậy các hệ thống cần có sự quy hoạch tần số cẩn thận cũng như các phương án tái sử dụng tần số. Mạng đơn tần SFN là mạng gồm nhiều máy phát động trên cùng một tần số và phát cùng một nội dung. Mỗi máy phát trong một mạng SFN sẽ tuân theo quy tắc sau : * Phát cùng một tần số. * Phát cùng một lúc. * Phát cùng một dữ liệu. Như vậy một điểm thu tại biên vùng phủ sóng sẽ thu được nhiều tín hiệu từ các trạm phát khác nhau và bộ thu sẽ coi các tín hiệu này như các trễ nhân tạo. Vậy mạng SFN là khả thi vì OFDM có thể giaỉ quyết được các vấn đề thu nhiều đường. Ứng dụng của SNF tạo một bước đột phá trong công nghệ phát sóng truyền hình, đó là phạm vi lớn có thể khai mạng dày đặc các máy phát hoạt động cùng tần số, trong khi tài nguyên tần số băng tần UHF/VHF ngày càng hạn hẹp thì triển khai SNF mang lại lợi ích vô cùng lớn. Từ việc tìm hiểu các các kĩ thuật trong hệ thống OFDM đã được trình bày trong các chương trước chúng ta có thể tiếp tục nghiên cứu các ứng dụng của OFDM mà hiện nay đang được nghiên cứu ứng dụng trong lĩnh vực thông tin vô tuyến. Công nghệ này là lựa chọn kết hợp giữa các phương pháp điều chế cổ điển và các phương pháp đa truy cập vô tuyến, ứng dụng của OFDM sẽ dành cho mạch vòng vô tuyến nội hạt, LAN vô tuyến, dịch vụ truyền thông cá nhân tế bào. Các hệ thống đa truy cập cá nhân tế bào dựa trên OFDM như OFDM-TDMA và WCTDMA đang được xem xét như một thế hệ tiếp theo của hệ thống vô tuyến nhiều người sử dụng. Mặc dù em đã cố gắng hết sức nhưng do kiến thức có hạn nên trong đồ án này không thể tránh khỏi những sai sót, mong rằng qua đồ án này em có được những kinh nghiệm hữu ích cho mình sau này. Một lần nữa em xin chân thành cảm ơn đến tất cả các Thầy, Cô đã giúp em hoàn thành đồ án này. TÀI LIỆU THAM KHẢO 1. Tài liệu tiếng Việt [1] T.S Phạm Đắc Bi, K.S Lê Trọng Bằng, K.S Đỗ Anh Tú, ”Các đặc điểm cơ bản của máy phát số DVB-T”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin, (8/2004). [2] Đặng Văn Chuyết & Nguyễn Tuấn Anh, “Cơ sở lý thuyết truyền tin-Tập hai “, Nhà xuất bản giáo dục-2000. [3] Nguyễn Văn Đức, Cheng-Xiang Wang “Kỹ thuật thông tin số_tập 1”, Nhà xuất bản khoa học và kĩ thuật- Hà Nội 2006. [4] ThS Nguyễn Hoàng Hải, Th.s Nguyễn Việt Anh, “Lập trình Matlab và ứng dụng”, Nhà xuất bản khoa học và kỹ thuật- Hà Nội 2006. [5] Phan Hương, “Công nghệ OFDM trong truyền dẫn vô tuyến băng rộng điểm-đa điểm tốc độ cao (54Mbit/s)”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin (13/03/2006). [6] Quách Tuấn Ngọc, “xử lý tín hiệu số”, Nhà xuất bản giáo dục -1999. [7] Th.s Nguyễn Ngọc Tiến, “Một số vấn đề kỹ thuật trong OFDM”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin, Kỳ 1(10/2003). [8] Tạ Quốc Ưng, “Điện thoại di động trong truyền hình số mặt đất DVB_T”, Tạp chí Bưu Chính Viễn Thông & Công Nghệ Thông Tin (12/11/2003). 2. Tài liệu tiếng Anh [9] Richard van Nee, Ramjee Prasad, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Artech House, 2000. [10] Eric Phillip LAWREY BE (Hons), “Adaptive Techniques for Multiuser OFDM”, a thesis submitted for the degree of Doctor of Philosophy, Electrical and Computer Engineering School of Engineering, JAMES COOK University, Dec- 2001. Website: www.skydsp.com/publications/index.htm [11] ETS 300 744, “Digital broadcasting systems for television, sound and data services; framing structure, channel coding, and modulation for digital terrestrial television”, European Telecommunication Standard, Doc.300 744. [12] Digital Video Broadcasting. The international Standard for Digital Television. [13] Anibal Luis Intini, “Orthogonal Frequency Division Multiplexing for Wirelss Networks”, University of California Santa Barbara – December, 2000. [14] K.Fazel, S.Kasier, “Multi-carrier and spread spectrum systems”, John Wiley & Sons Ltd, The Atrium, Southern Gate, Chichester, West Sussex PO19 8SQ, England, 2003.