Đề tài Tình hình nghiên cứu tổng quan về WiMAX, nhiễu và ảnh hưởng của nhiễu trong WiMAX

MỤC LỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT AMC Adaptive Modulation and Code ARQ Automatic Retransmission Request ATM Network Asynchronous Transfer Mode BPSK Binary Phase Shift Keying BS Base Station CI CRC Indicator CID Connection Identifier CPE Customer Premise Equipment CPS Common Part Sublayer CRC Cyclic Redundancy Checks CS Centralized Scheduling CSMA Carrier Sense Multiple Access DES Data Encryption Standard DHCP Dynamic Host Configuration Protocol DL-MAP Downlink Map DL-MAP Downlink Map DSL Digital Subscriber Line EC Encryption Control EKS Encryption Key Sequence FDD Frequency Division Multiplexing FEC Forward Error Correction FFT Fast Fourier Transformation GMH Generic Mac Header HCS Header Check Sequence HT Header Type IEEE Institute of Electrical anh Electronics Engineers ITU International Telecommunication Union IV Initialising Vectors LEN Length LOS Line Of Sight MAC Media Access Control MAC CPS Mac Common Part Sublayer MAC CS Mac Service Specific Convergence Sublayer MAC PDU MAC Protocol Data Unit MSDU Mac Service Data Unit NLOS Non Line Of Sight nrtPS Non Real Time Polling Service OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing PDA Persional Digital Assitant PDU Protocol Data Units PHY Physical Layer PMP Point MultiPoint PS PHY Slots 16QAM 16-State Quadrature Amplitude Modulation QoS Quality of Service QPSK Quadrature Phase Shift Keying SC Single Carrier SINR Signal-to-Interference-plus-Noise Ratio SOFDMA Scalable Orthogonal Frequency Division Multiplexing SS Subscriber Station SSCS Service-Specific Convergence Sublayer TDD Time Division Duplexing TDMA Time Division Multiple Access UGS Unsolicited Grant Service UL-MAP Uplink Map VoIP Voice over IP Wi-Fi Wireless Fidelity WiLANs Wireless Local Area Networks WiMax Worldwide Interoperability for Microwave Access WirelessHUMAN Wireless HighSpeed Unlicensed Metropolitan Area Networks WISPs Wireless Internet Providers WMAN Wireless Metropolitan Area Network MỞ ĐẦU *** Ngày nay nhu cầu thông tin liên lạc của con người ngày càng cao, nhất là đối với các thiết bị không dây tốc độ cao, băng thông rộng như điện thoại không dây, internet không dây... để mọi người có thể liên lạc với nhau ở mọi lúc, mọi nơi và quan trọng hơn là việc mở rộng dân trí cho người dân ở các vùng xa xôi hẻo lánh trên đất nước ta, nơi mà cơ sở hạ tầng viễn thông chưa đến được. Hiện nay đã có rất nhiều hệ thống mạng không dây ra đời như là WiFi, bluetooth... và một trong số đó có thể đáp ứng được nhu cầu trên là WiMax. WiMAX chủ yếu cung cấp dịch vụ internet không dây với giá thành rẻ, tốc độ truyền cao kết nối đến các thiết bị đầu cuối trong một khoảng cách truyền lớn. Hiện nay, ở nước ta WiMAX đang được thử nghiệm ở tỉnh miền núi như: Lào Cai,Cao Bằng. Mặc dù có những khó khăn bước đầu, nhưng em tin với sự đầu tư đúng hướng của Đảng và nhà nước dành cho Wimax thì nó sẽ được phát triển ra toàn quốc. Tuy nhiên, việc triển khai hệ thống còn gặp nhiều khó khăn do những ảnh hưởng có tính truyền thống của mạng không dây. Vì vậy, em đã chọn đề tài “Nghiên cứu tổng quan về WiMAX, nhiễu và ảnh hưởng của nhiễu trong WiMAX”. Trong đề tài này, em đi sâu tìm hiểu những kỹ thuật khắc phục nhiễu của WiMAX mà ở các thế hệ trước chưa có được, ảnh hưởng của kênh truyền đến chất lượng truyền tín hiệu. Với cỏ sở lý thuyết này, em đã mô phỏng trực quan chứng minh ảnh hưởng của nhiễu và biên pháp khắc phục bằng ngôn ngữ Matlab. Đồ án gồm có năm chương: Chương 1: Tổng quan về kỹ thuật điều chế OFDM. Chương 2: Giới thiệu về WiMAX. Chương 3: Ảnh hưởng của nhiễu trong WiMAX và các biện pháp khắc phục. Chương 4: Ảnh hưởng của kênh vô tuyến đến truyền dẫn tín hiệu. Chương 5: Chương trình mô phỏng và hường phát triển đề tài. Để hoàn thành đồ án này em xin chân thành cảm ơn sự giúp đỡ tận tình của thầy Nguyễn Văn Tuấn và các thầy cô giáo trong Khoa Điện Tử-Viễn Thông ĐH Bách Khoa Đà Nẵng. Đà Nẵng, tháng 6 năm 2008 Sinh viên Phan Thị Minh Huyền CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN VỀ KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ OFDM 1.1. Giới thiệu chương Wimax được phát triển dựa trên công nghệ OFDM. Vì thế trước khi đi vào Wimax, ta tìm hiểu về những nguyên lý cơ bản của kỹ thuật OFDM. Trong chương này giải thích một cách dễ hiểu nhất về sự trực giao sóng mang theo tần số, từ đó đưa ra những công thức tổng quát để mô tả kỹ thuật OFDM cũng như các sơ đồ điều chế của kỹ thuật này. 1.2. Nguyên lý cơ bản của OFDM[1] Ý tưởng OFDM là truyền dẫn song song (đồng thời) nhiều băng con chồng lấn nhau trên cùng một độ rộng băng tần cấp phát của hệ thống. Việc xếp chồng lấn các băng tần con trên toàn bộ băng tần được cấp phát dẫn đến không những đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần cao mà còn có tác dụng phân tán lỗi cụm khi truyền qua kênh, nhờ tính phân tán lỗi mà khi được kết hợp với các kỹ thuật mã hoá kênh kiểm soát lỗi hiệu năng hệ thống được cải thiện đáng kể. So với hệ thống ghép kênh phân chia theo tần số FDM truyền thống thì, ở FDM cũng truyền theo cơ chế song song nhưng các băng con không những không được phép chồng lấn nhau mà còn phải dành khoảng băng tần bảo vệ (để giảm thiểu độ phức tạp bộ lọc thu) dẫn đến hiệu quả sử dụng phổ tần kém. Vậy làm thế nào tách các băng con từ băng tổng chồng lấn hay nói cách khác sau khi được tách ra chúng không giao thoa với nhau trong các miền tần số (ICI) và giao thoa nhau trong miền thời gian (ISI). Câu trả lời và cũng là vấn đề mấu chốt của truyền dẫn OFDM là nhờ tính trực giao của các sóng mang con. Vì vậy ta kết luận rằng nhờ đảm bảo được tính trực giao của các sóng mang con cho phép truyền dẫn đồng thời nhiều băng tần con chồng lấn nhưng phía thu vẫn tách chúng ra được, đặc biệt là tính khả thi và kinh tế cao do sử dụng xử lý tín hiệu số và tần dụng tối đa ưu việt của VLSI. Theo đó trước hết ta định nghĩa tính trực giao, sau đó ta áp dụng tính trực giao này vào hệ thống truyền dẫn OFDM hay nói cách khác sử dụng tính trực giao vào quá trình tạo và thu tín hiệu OFDM cũng như các điều kiện cần thiết để đảm bảo tính trực giao. Hình 1.1. Sự trực giao của các sóng mang 1.3. Đa sóng mang (Multicarrier) Nếu truyền tín hiệu không phải bằng một sóng mang mà bằng nhiều sóng mang, mỗi sóng mang tải một phần dữ liệu có ích và được trải đều trên cả băng thông thì khi chịu ảnh hưởng xấu sẽ chỉ có một phần dữ liệu có ích bị mất, dựa trên cơ sở dữ liệu của các sóng mang khác có thể khôi phục lại dữ liệu có ích. Hình 1.2. Sự tạo ra tín hiệu OFDM bi S(t) cos(2Π f1t) S/S/S/PPP ∑ cos(2Π f2t) cos(2Π fNt) S/P HDo vậy, khi dùng nhiều sóng mang có tốc độ bit thấp, nhiều dữ liệu gốc sẽ được thu chính xác. Để hồi phục dữ liệu đã mất, người ta dùng phương pháp sửa lỗi FEC-Forward Error Correction. Ở máy thu mỗi sóng mang được tách ra khi dùng các bộ lọc thông thường và giải điều chế. Tuy nhiên để không có can nhiễu giữa các sóng mang (ICI) cần phải có khoảng bảo vệ khi hiệu quả phổ kém. Hình 1.3. FDM thông thường và OFDM Giải pháp khắc phục việc hiệu quả phổ kém khi có khoảng bảo vệ (GUARD PERIOD) là giảm khoảng cách các sóng mang và cho phép phổ của các sóng mang cạnh nhau trùng lắp nhau. Sự trùng lắp này là được phép nếu khoảng cách giữa các sóng mang được chọn chính xác. Khoảng cách này được chọn ứng với trường hợp các sóng mang trực giao với nhau. Đó là phương pháp ghép kênh theo tần số trực giao (OFDM). Cho tới nay dựa trên những thành tựu của công nghệ mạch tích hợp phương pháp này đã được thực hiện một cách dễ dàng. 1.4. Sự trực giao (Orthogonal) ORTHOGONAL chỉ ra rằng có một mối quan hệ toán học chính xác giữa các tần số của các sóng mang trong hệ thống OFDM. Về mặt toán học, trực giao có nghĩa là các sóng mang được lấy ra từ nhóm trực chuẩn (Orthonomal basis) {{Фi(t)/i= 0,1…} có tính chất sau: (1.1) Trong toán học, số hạng trực giao có được từ việc nghiên cứu các vectơ. Theo định nghĩa, hai vectơ được gọi là trực giao với nhau khi chúng vuông góc với nhau(tạo nhau một góc vuông 90) và tích của 2 vectơ là bằng 0. Điểm chính ở đây là ý tưởng nhân hai hàm số với nhau, tổng hợp các tích và nhận được kết quả là 0. . Điều này gọi là tính trực giao của dạng sóng sin. Nó cho thấy rằng miễn là hai dạng sóng sin không có cùng tần số, thì tích phân của chúng sẽ bằng không. Thông tin này là điểm mấu chốt để hiểu quá trình điều chế OFDM. Hình 1.4. Tích của hai vectơ trực giao bằng 0 Nếu chúng ta nhân và cộng(tích phân) hai dạng sóng sin có tần số khác nhau. Ta nhận thấy quá trình này cũng bằng 0. Vậy hai sóng sin khác tần số thì tích phân của chúng sẽ bằng không và ngược lại. Điều này gọi là tính trực giao của dạng sóng sin. Hình 1.5 và 1.6 Hình 1.5.Tích phân của hai sóng sin khác tần số . Hình 1.6. Tích phân của hai sóng sin cùng tần số Việc giải điều chế chặt chẽ được thực hiện kế tiếp trong miền tần số (digital domain) bằng cách nhân một sóng mang được tạo ra trong máy thu đơn với một sóng mang nhận được trong máy thu có cùng chính xác tần số và pha. Sau đó phép tích phân được thực hiện, tất cả các sóng mang sẽ về không ngoại trừ sóng mang được nhân, nó được dịch lên trục x, được tách ra, hiệu quả và giá trị symbol của nó khi đó đã được xác định. Toàn bộ quá trình này được lặp lại khá nhanh chóng cho mỗi sóng mang, đến khi tất cả các sóng mang đã được giải điều chế. 1.4.1. Mô tả toán học của OFDM Trong toán học, mỗi sóng mang được mô tả như một sóng phức: Sc(t) = Ac(t)ej[ωct + Фc(t)] (1.2) Tín hiệu thực là phần thực của Sc(t). Cả Ac(t) và Фc(t) (biên độ và pha tương ứng của sóng mang) có thể thay đổi trên mỗi symbol bởi symbol cơ bản. Phương pháp điều chế OFDM sử dụng rất nhiều sóng mang, vì vậy tín hiệu phức Sc(t) được thể hiện bởi công thức : Ss(t) = An(t)ej[ωnt + Фn(t)] (1.3) Trong đó : ωn= ωo+nΔω Tất nhiên, đây là một tín hiệu liên tục. Nếu ta xem các dạng sóng của mỗi phần tử tín hiệu trên một chu kỳ symbol thì các biến số Ac(t) và Фc(t) và nhận các giá trị cố định mà các giá trị này phụ thuộc vào tần số của sóng mang cụ thể đó, như vậy có thể viết lại như sau: Фn(t) → Фn An(t) → An Nếu tín hiệu được lấy mẫu với tần số lấy mẫu có giá trị là 1/T ( với T là chu kỳ lấy mẫu), thì tín hiệu hợp thành được thể hiện bởi công thức : Ss(kT) = Anej[(ω0 + nΔω)kT + Фn] (1.4) Ở đây, chúng ta chia tín hiệu thành N mẫu. Nó thuận lợi để lấy mẫu trong một chu kỳ của một symbol dữ liệu. Vì thế có mối liên hệ : τ=NT Nếu bây giờ đơn giản biểu thức trên mà không làm mất tính tổng quát bằng cách cho ωo = 0, thì tín hiệu trở thành : Ss(kT) = An ejФn ej(nΔω)kT (1.5) Tiếp theo ta có thể so sánh biểu thức này với dạng tổng quát của biến đổi Fourier ngược: g(kT) = G() ej2пnk/N (1.6) Trong biểu thức (1.5), hàm số AnejФ giống như định nghĩa của tín hiệu trong khoảng tần số lấy mẫu và Ss(kT) là một biểu diễn trong miền thời gian. Biểu thức (1.5) và (1.6) là tương đương nếu : Δf= = Đây cũng là điều kiện yêu cầu cho tính trực giao. Do đó kết quả của việc bảo toàn tính trực giao là tín hiệu OFDM có thể được xác định bằng cách biến đổi Fourier. 1.4.2. Trực giao miền tần số Cách khác để xem xét tính trực giao của những tín hiệu OFDM là xem phổ của nó. Trong miền tần số mỗi sóng mang thứ cấp OFDM có đáp tuyến tần số sinc(sin(x)/x). Kết quả của thời gian symbol tương ứng với nghịch đảo của khoảng cách sóng mang. Dạng sinc có 1 búp chính hẹp, với nhiều búp biên có cường độ giảm dần theo tần số khi đi ra khỏi tần số trung tâm. Mỗi tải phụ có một đỉnh tại tần số trung tâm và một số giá trị null được đặt theo các lỗ trống tần số bằng khoảng cách sóng mang. Bản chất trực giao của việc truyền là kết quả của đỉnh của mỗi tải phụ tương ứng với Nulls của các tải phụ khác. Khi tín hiệu này được phát hiện nhờ sử dụng biến đổi Fourier rời rạc (DFT). Hình1.7. Sơ đồ khối của thiết bị đầu cuối OFDM 1.5. Tạo và thu OFDM Phần máy phát biến đổi dữ liệu số cần truyền, ánh xạ vào biên độ và pha của các tải phụ. Sau đó nó biến đổi biểu diễn phổ của dữ liệu vào trong miền thời gian nhờ sử dụng biến đổi fourier rời rạc đảo (inverse Discrecte Fourier Transform). Biến đổi nhanh Fourier đảo (Inverse Fast fourier Transform) thực hiện cùng một thuật toán như IDTF, ngoại trừ rằng nó tính hiệu quả hơn nhiều và do vậy nó được sử dụng trong tất cả các hệ thống thực tế. Để truyền tín hiệu OFDM tín hiệu miền thời gian được tính toán phách lên tần số cần thiết. Máy thu thực hiện thuật toán ngược lại với máy phát. Khi dịch tín hiệu RF xuống băng cơ sở để xử lý, sau đó sử dụng biến đổi Fourier nhanh để phân tích tín hiệu trong miền tần số. Sau đó biên độ và pha của các tải phụ được chọn ra và được biến đổi ngược lại thành dữ liệu số. 1.6. Điều chế tải phụ Cứ mỗi lần tải phụ được phân phối bit để truyền, chúng được ánh xạ vào biên độ và pha của tải phụ nhờ dùng sơ đồ điều chế biểu diễn bởi vectơ đồng pha và vuông pha. Hình 1.8 là ví dụ của ánh xạ điều chế tải phụ. Nó chỉ ra chòm sao 16-QAM, ánh xạ 4 bit cho mỗi symbol. Mỗi kết hợp của dữ liệu tương ứng với 1 vectơ duy nhất được chỉ ra như một điểm trên hình vẽ. Một số lớn sơ đồ điều chế là có sẵn, cho phép thay đổi số bit được truyền trên một sóng mang trên mỗi symbol Hình 1.8. Ví dụ chòm điểm (constellation) điều chế IQ,16 – QAM, với mã gray dữ liệu tới mỗi vị trí. 1.7. Các sơ đồ điều chế Dữ liệu số được truyền trong kết nối OFDM bằng cách dùng sơ đồ điều chế trên mỗi tải phụ. Sơ đồ điều chế là sự ánh xạ các dữ liệu vào chòm sao thực(đồng pha) và phức (vuông pha), được biết như chòm sao IQ(inphase Quadrature). Số bit có thể được truyền khi dùng một symbol tương ứng với log2(M) với M là số các điểm trong chòm sao. Mỗi từ dữ liệu được ánh xạ vào một vị trí IQ duy nhất trong chòm sao. Vectơ phức hợp thành I +јQ tương ứng với biên độ và pha argument (I+ јQ) với ј=. Việc tăng số điểm trong chòm sao không thay đổi dải thông truyền, do vậy việc dùng sơ đồ điều chế với nhiều điểm chòm sao sẽ cho phép cải thiện hiệu quả phổ (hoặc hiệu suất băng thông). Tuy nhiên số điểm trong giản đồ chòm sao càng lớn bao nhiêu thì việc giải quyết chúng ở máy thu càng khó bấy nhiêu. Đó là vì khi đó các vị trí IQ được đặt càng gần nhau nên chỉ cần một giá trị nhỏ nhiễu là có thể gây ra lỗi truyền. * Mã GRAY Giản đồ IQ cho sơ đồ điều chế chỉ ra vectơ truyền cho tất cả các liên hợp từ dữ liệu. Mỗi liên hợp từ dữ liệu phải được phân phối một vectơ IQ duy nhất. Mã Gray là một phương pháp cho sự phân phối này, sao cho các điểm cạnh nhau trong vòm sao chỉ khác nhau một bit đơn. Mã này giúp giảm thiểu tỉ lệ lỗi bit . Mã Gray có thể được sử dụng cho tất cả các sơ đồ điều chế PSK(BPSK,QPSK,...) và QAM(16QAM, 64QAM, 256QAM...). Bảng 1.1. Mã Gray Hình1.9. Giản đồ IQ của 16QAM khi dùng mã Gray 1.8. Khoảng bảo vệ (GUARD PERIOD) Ta thấy ở hình trên, phần ISI của việc truyền tín hiệu OFDM có thể bị sai do điều kiện của quá trình xử lý tín hiệu, bởi vì máy thu không nhận được thông tin của symbol được truyền tiếp theo. Điều đó có nghĩa là máy thu cần một khoảng thời gian có độ dài xác định bằng thời gian symbol có ích để có thể xác định được symbol OFDM. Khoảng thời gian này gọi là orthogonality Interval. Hình 1.10.Chèn khoảng thời gian bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM Có thể giảm ảnh hưởng ISI tới tín hiệu OFDM bằng cách thêm vào các khoảng bảo vệ ở trước của mỗi symbol. Khoảng bảo vệ này là bản copy tuần hoàn theo chu kỳ, làm mở rộng chiều dài của dạng sóng symbol. Nó được tạo ra bằng cách lấy phần cuối của symbol OFDM để đưa vào phần đầu. Do vậy việc đưa vào các bản copy của symbol nối đuôi nhau tạo thành một tín hiệu liên tục, không có sự gián đoạn ở chỗ nối. Như vậy việc sao chép đầu cuối của symbol đã tạo ra một khoảng thời gian symbol dài hơn và giải điều chế nó mà không có lỗi. 1.9. Bảo vệ chống lại ISI Trong tín hiệu OFDM biên độ và pha của tải phụ phải được duy trì không đổi trong chu kỳ symbol để bảo đảm tính trực giao cho mỗi sóng mang. Nếu chúng bị thay đổi có nghĩa là dạng phổ của các tải phụ sẽ không có dạng sinc đúng và như vậy điểm không null sẽ không đúng, dẫn đến can nhiễu giữa các sóng mang ICI(inter-Carrier Interference). Ở biên của symbol biên độ và pha thay đổi tới giá trị mới cần thiết cho symbol dữ liệu tiếp theo. Trong môi trường multipath ISI gây ra sự trải rộng năng lượng giữa các symbol, dẫn đến sự thay đổi nhanh biên độ, pha của tải phụ ở điểm đầu symbol. Nó dẫn đến sự mở rộng độ trễ của kênh vô tuyến.Việc đưa vào các khoảng bảo vệ cho phép có thời gian để phần tín hiệu thay đổi nhanh này bị suy hao. Trở lại trạng thái ban đầu, do vậy FFT được lấy từ trạng thái đúng của symbol. Điều này loại bỏ ảnh hưởng của ISI. Để khắc phục ISI thì khoảng bảo vệ phải dài hơn sự mở rộng độ trễ của kênh vô tuyến. Hình 1.11. Chức năng của khoảng bảo vệ chống lại ISI 1.10. Độ dịch Doppler Do khoảng cách giữa nơi phát và thu có sự thay đổi nên tạo ra độ dịch Doppler (vì khoảng cách giữa nơi phát và thu thay đổi theo thời gian). Độ dịch Doppler gây ra sự thay đổi tần số của tín hiệu. Khi giảm khoảng cách giữa nơi phát và thu làm tăng tần số, và khi tăng khoảng cách sẽ làm giảm tần số. Với hệ thống OFDM, độ dịch Doppler gây ra sự thay đổi vị trí sóng mang, có nghĩa là sóng mang sẽ dịch chuyển xuống tần số thấp hơn khi khoảng cách giữa nơi phát và thu tăng và ngược lại. Hình vẽ dưới đây chỉ rõ tín hiệu không có fading(1) và tín hiệu chịu ảnh hưởng của fadinh(2). Độ dịch tần Δf cho xe cộ di chuyển với vận tốc v và ở tần số fo được tính như sau:Δf ≈ v x fo/c Với c là vận tốc ánh sáng (3x 108 m/s) (Công thức cho rằng v<<c, là đúng cho môi trường thu - phát) Hình 1.12. Hiệu ứng của độ lệch Doppler 1.11. OFDMA OFDMA sử dụng giống với kỹ thuật OFDM, nhưng thêm vào chức năng chia tổng số sóng mang bằng cách sử dụng tín hiệu OFDM gộp thành các nhóm của các sóng mang không kề nhau , mà những user khác nhau được chỉ định các sóng mang khác nhau. Điều này là cần thiết với việc chia tổng số sóng mang OFDM để cho nhiều hơn một người sử dụng ở một thời điểm. Phần này sẽ được tìm hiểu kỹ ở chương sau.[3] Hình 1.13. Sự sắp xếp theo hai chiều trong OFDMA 1.12. Kết luận chương Qua những hiểu biết về OFDM ở trên, nó sẽ là cơ sở để ta có thể tìm hiểu sâu hơn về chuẩn 802.16 OFDM của WIMAX. Từ đó, có thể rút ra các kết luận như sau: - Để khắc phục hiện tượng không bằng phẳng của đáp tuyến kênh cần dùng nhiều sóng mang, mỗi sóng mang chỉ chiếm một phần nhỏ băng thông, do vậy bị ảnh hưởng không lớn của đáp tuyến kênh đến dữ liệu nói chung. -Số sóng mang càng nhiều càng tốt nhưng cần phải có khoảng bảo vệ để tránh can nhiễu giữa các sóng mang. Tuy nhiên để tận dụng tốt nhất thì dùng các sóng trực giao, khi đó các sóng mang có thể trùng lắp nhau mà vẫn không gây can nhiễu. CHƯƠNG 2 GIỚI THIỆU VỀ WIMAX 2.1. Giới thiệu chương Chương này giới thiệu về WiMax, lịch sử phát triển của chuẩn IEEE 802.16, cấu trúc và các thông số kỹ thuật của chuẩn 802.16 OFDM, 802.16-2004 OFDMA , 802.16e cũng như tìm hiểu một cách khái quát về lớp MAC và lớp PHY. Qua đó, giúp người đọc hiểu được những ưu điểm và nhược điểm của Wimax so với các thế hệ trước. 2.2. Khái niệm về WiMax[2] WiMax là một mạng không dây băng thông rộng viết tắt là Worldwide Interoperability for Microwave Access. WiMax được thiết kế dựa vào tiêu chuẩn IEEE 802.16. WiMax đã giải quyết tốt nhất những vấn đề khó khăn trong việc quản lý đầu cuối. WiMax sử dụng kỹ thuật sóng vô tuyến để kết nối các máy tính trong mạng Internet thay vì dùng dây để kết nối như DSL hay cáp, modem. Trong Wimax, người sử dụng có thể sử dụng trong phạm vi từ 3 đến 5 dặm so với trạm chủ (BS) nếu thiết lập một đường dẫn công nghệ NLOS (Non-Line-Of-Sight) với tốc độ truyền dữ liệu rất cao là 75Mbps. Còn nếu người sử dụng trong phạm vi lớn hơn 30 dặm so với trạm chủ (BS) thì sẽ có anten sử dụng công nghệ LOS (Line-Of-Sight) với tốc độ truyền dữ liệu gần bằng 280Mbps. Nếu so với Wimax thì WiLANs (Wireless Local Area Networks) cũng là mạng không dây kết nối các thiết bị trong một phạm vi hẹp hơn so WiMax như là một văn phòng hay một gia đình. Các thiết bị theo chuẩn 802.11b sẽ cung cấp tốc độ 11Mbps và các thiết bị theo chuẩn 802.11g sẽ cung cấp tốc độ 54Mbps. Bảng 2.1. So sánh giữa WiLANs và WiMAX Technology Primary use Data rates WiMAX 802.16 External 75 – 250 Mbps WiLAN 802.11g Internal Up to 54Mbps WiLAN 802.11b Internal Up to 11Mbps Hình 2.1. Sự hoạt động của mạng WiMax. Bảng trên cho ta thấy WiMax có tốc độ truyền dữ liệu lớn hơn so với WiLANs. Chính điều này đã làm cho WiMax trở nên ưu điểm hơn so với mạng không dây khác. 2.3. Khái niệm về IEEE 802.16[8] Ngày nay đã có rất nhiều hệ thống mạng không dây ra đời như là WiFi, bluetooth nhưng chúng không bằng những ưu điểm mà WiMax đã thể hiện. Trong vài năm gần đây, những vấn đề đang được quan tâm hiện nay như bảo mật, QoS, giá thành và những vấn đề khác nữa… gặp rất nhiều khó khăn. Nhưng đối với WiMax thì những vấn đề trên trở nên khá đơn giản, nó đáp ứng được nhu cầu internet không dây do chính WISPs (Wireless Internet Providers) cung cấp với giá thành rẻ và tốc độ truyền cao khi kết nối đến thiết bị đầu cuối trong một khoảng cách truyền lớn. Về tiêu chuẩn, WiMax là một bộ tiêu chuẩn dựa trên họ tiêu chuẩn 802.16 của IEEE nhưng hẹp hơn và tập trung vào một số cấu hình nhất định. Hiện có 2 chuẩn của WiMax là 802.16-2004, 802.16-2005. - Chuẩn 802.16-2004 (trước đó là 802.16 REVd) được IEEE đưa ra tháng 7 năm 2004. Tiêu chuẩn này sử dụng phương thức điều chế OFDM và có thể cung cấp các dịch vụ cố định, nomadic (người sử dụng có thể di chuyển nhưng cố định trong lúc kết nối) theo tầm nhìn thẳng (LOS) và không theo tầm nhìn thẳng (NLOS). - Chuẩn 802.16-2005 (hay 802.16e) được thông qua IEEE tháng 12/2005. Tiêu chuẩn này sử dụng phương thức điều chế SOFDMA (Scalable Orthogonal Frequency Division Multiplexing), cho phép thực hiện các chức năng chuyển vùng(handover) và chuyển mạng(roaming) nên có thể cung cấp đồng thời dịch vụ cố định, nomadic, mang xách được (người sử dụng có thể di chuyển với tốc độ đi bộ), di động hạn chế và di động. IEEE 802.16 sử dụng ghép kênh phân chia theo tần số trực giao OFDM như là phương pháp truyền cho kết nối NLOS. Tín hiệu OFDM được tạo từ nhiều sóng mang trực giao và mỗi một sóng mang được điều chế số với tốc độ ký tự thấp. WiMax có băng thông không phải là một hằng số mà thay đổi từ 1.25MHz đến 28MHz. Trong chuẩn IEEE 802.16-2004, một khác biệt có thể nhận thấy được giữa hai phương pháp: OFDM và OFDMA. Trong chế độ OFDM thông thường, 200 sóng mang đã có sẵn cho việc truyền dữ liệu và cả hai phương pháp song công TDD và FDD đều được sử dụng. Còn đối với chế độ OFDMA, những thuê bao khác nhau có thể được phục vụ đồng thời bởi việc cho mỗi thuê bao một nhóm sóng mang riêng biệt để mang dữ liệu đến thuê bao đó. Số lượng sóng mang có thể tăng lên một cách đáng kể. Chuẩn IEEE 802.16e là một chuẩn mở rộng của WiMax ở tần số 6 GHz với mục đích ứng dụng trong di động . Lịch sử phát triển của các loại chuẩn IEEE 802.16 được cho trong hình sau. (Hình 2.2) Hình 2.2. Từ 802.11b tới 802.16e 2.4. Giới thiệu chuẩn 802.16 OFDM 802.16 sử dụng kỹ thuật truy cập OFDM mà đã được sử dụng trong các hệ thống khác như 802.11a. Những đặc điểm mới chính trong lớp PHY - quan hệ với 802.11a là: số sóng mang FFT dài hơn ( từ 64-FFT đến 256-FFT); thay đổi được băng thông kênh và tần số lấy mẫu, và thay đổi được tỷ số của hai giá trị này; nhiều người sử dụng được với một Tx burst; loại điều chế có thể thay đổi theo thời gian trong khung; bốn thay cho hai giá trị khoảng bảo vệ cần thiết. Bảng 2.2. Các tiêu chuẩn của 802.16 2.4.1. Bảng thông số kỹ thuật Những đặc tính cơ bản của hệ thống 802.16-2004 được liệt kê bảng 2.3 2.4.2. Các băng tần số Băng thông kênh và hệ số lấy mẫu phụ thuộc vào băng tần số. Tất cả các băng tần số và các thông số vật lý tương ứng được liệt kê bảng 2.4 Bảng 2.3. Các thông số kỹ thuật của chuẩn 802.16 Bảng 2.4. Các băng tần số 2.4.3. Chức năng phân kênh (Subchannelization)[2] WIMAX được thiết kế để vận hành như là một mạng cơ sở hạ tầng, và sự phân chia tài nguyên này cũng là một vấn đề quan trọng. Với WIMAX ( OFDM và OFDMA), Subchannelization cho phép ta nhóm hoàn toàn một số các sóng mang OFDM thành các block và phân cho mỗi block thành các segment khác nhau của trạm BS. Những block được trải ra trên hoàn toàn vùng tần số và gồm một số các sóng mang liên tiếp nhau. Subchannel index điều khiển sử dụng những Block khác nhau trên toàn bộ phổ. Số sóng mang dữ liệu hoàn tất (192) có thể được chia thành 2, 4, 8 hoặc 16 Subchannel. Tất cả các sóng mang được trải trên 4 vùng " regions" khác nhau của vùng tần số. Hình 2.3 Subchannelization với 4 kênh sử dụng Nếu bốn Subchannel được sử dụng như ví dụ dưới đây, sẽ có 16/4 = 4 subchannel khác nhau và 192/4 = 48 sóng mang trên subchannel, mà được chia trên 4 "region" khác nhau, vì vậy có thể coi 48/4 = 12 sóng mang liên tiếp / subchannel block. 2.4.4. Cấu trúc khung Một khung được chia thành các khung nhỏ DL và UL. Những khung nhỏ DL và UL được bắt đầu với ô preamble (cho biết giới hạn số sóng mang của symbol) để tìm lại thông tin về kênh truyền và cho phép máy thu tìm lại đáp ứng kênh. Ô FCH và DL MAP chứa thông tin về nội dung khung (vị trí và kiểu điều chế của mỗi burst) và được điều chế - BPSK. (hình 2.4) 2.5. Chuẩn 802.16-2004 OFDMA 2.5.1. Giới thiệu chung OFDMA mở rộng chức năng của OFDM bằng cách thêm vào đặc điểm đa truy cập trong miền tần số. Điều này có nghĩa là băng thông được chia thành các khe cho người sử dụng trong miền thời gian và miền tần số. Hình 2.4. Cấu trúc khung 802.16 OFDM Hình 2.5. Sự so sánh OFDM và OFDMA Điểm khác với chuẩn FDMA là các sóng mang OFDMA cho các user khác nhau là rất gần với nhau và cho phép các sóng mang vật lý có thể thay đổi từ symbol này đến symbol khác. Như vậy thật là khó khăn để thiết kế một máy thu với khoảng cách sóng mang (subcarrier) thay đổi; các nhà sản xuất thì nghiên cứu để thực hiện các sự kết nối của băng thông hệ thống và kích thước FFT để đưa ra khoảng cách sóng mang cố định. Bảng dưới đây đưa ra sự thiết lập hợp lý cho các băng thông hệ thống và kích cỡ FFT khác nhau. Bảng 2.5. Tham số vật lý của OFDMA 2.5.2. Tổng quát về khung (Frame) Hình vẽ dưới đây giới thiệu một cách khái quát về khung OFDMA. Hình 2.6. Cấu trúc khung OFDMA 2.5.3. Các phần trong khung (Frame Parts) UL và DL được tách ra bởi các khe hở: transmit transition gap(TTG) sau khung con DL và receive transition gap(RTG) sau khung con UL. Trong DL có 4 thành phần mà nó mang thông tin cho phép máy thu giải điều chế tín hiệu : preamble, FCH, DL-MAP và UL-MAP. Bốn thành phần này trong cấu trúc 802.16-2004 được sử dụng cho việc truyền thêm thông tin tín hiệu cần thiết trong tín hiệu OFDMA. 2.5.3.1. Preamble Ô preamble là ô bắt đầu của mỗi khung downlink. Nó bao gồm các sóng mang điều chế-BPSK và có độ dài 1 symbol OFDMA. Preamble được sửdụng vào hai mục đích: - Bố trí tuần tự pilot vào trong ô preamble để làm cho nó dễ dàng hơn cho máy thu trong việc đánh giá lỗi tần số và pha và để đồng bộ với máy phát. Chúng được sử dụng để đánh giá và cân bằng kênh. - Số sóng mang preamble sử dụng để chỉ ra 3 segment được sử dụng. Các Sóng mang 0,3,6... chỉ ra rằng segment 0 là được sử dụng, các sóng mang 1,4,7 ... chỉ ra segment 1 được dùng, và các sóng mang 2,5,8,.. chỉ ra segment 3 được dùng. 2.5.3.2. FCH Frame control header(FCH) được điều chế QPSK và có độ dài 2 symbol OFDMA. Vị trí vật lý của trường FCH là cố định, để khi trong preamble không có thông tin thì nó sẽ mô tả địa chỉ. Nội dung của FCH mô tả Subchannel sử dụng, độ dài của DL-MAP và các tham số truyền dẫn khác sẽ được cho dưới đây: 2.5.3.3. DL-MAP /UL-MAP DL-MAP (downlink map) mô tả vị trí của các burst chứa trong Downlink Zones. Nó gồm số các downlink burst, độ dài của chúng theo cả hướng thời gian (=symbol) và tần số (= subchannel). UL-MAP (uplink map) được truyền như burst đầu tiên trong đường xuống(downlink) và gồm các thông tin về vị trí của UL burst cho các người sử dụng khác nhau. 2.6. Chuẩn 802.16e 802.16e là sự phát triển cao hơn của 802.16-2004. Chuẩn này bao gồm tất cả các đặc điểm của 802.16-2004 và thêm một số chức năng khác. Bảng 2.6. So sánh các loại giao diện của lớp PHY SC SCa OFDM OFDMA Frequency 10-66GHz 2-11GHz 2-11GHz 2-11GHz Modulation QPSK, 16QAM, 64QAM BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM QPSK, 16QAM, 64QAM QPSK, 16QAM, 64QAM No. of subcarriers N/A N/A 256 2048 Duplexing TDD,FDD TDD,FDD TDD,FDD TDD,FDD Channel Bandwidth 28MHz 1.75-20MHz 1.75-20MHz 1.75-20MHz Hầu hết các đặc điểm được thêm vào lớp cao hơn( đặc biệt là lớp MAC và một số đặc điểm như là roaming), nhưng cũng có những thay đổi ở lớp vật lý: - Sự thay đổi quan trọng là 802.16e không chỉ cung cấp size FFT 2048 mà còn thêm các size FFT khác(1024,512, và 128). - Tất cả các thông số khác (Nused, số subchannel...) sẽ thay đổi theo kích thước FFT. - Số nhóm subchannel bị giảm đi 3( số 0 ,2, và 4) cho size FFT 128 và 512. - Nội dung FCH được thu ngắn lại đối với size FFT 128. - Hệ số lấy mẫu 86/75,144/125, 316/275 và 57/50 đã thay bởi 28/25. 2.7. Lớp MAC và lớp PHY trong WIMAX 2.7.1. Giới thiệu chung Hình 2.7. Khối giao thức Mô hình của chuẩn IEEE 802.16 có 3 phần : khối người dùng (user), khối điều khiển (control), khối quản lý (managerment) như trong hình 2.7. Tiêu chuẩn IEEE 802.16-2004 liên quan đến khối người dùng và khối điều khiển. Nó định nghĩa hai lớp trong các khối này: lớp MAC (Medium Access Control Layer), lớp vật lý PHY(Physical Layer). Lớp MAC gồm có 3 lớp con: CS (Service-Specific Convergence Sublayer), MAC CPS (MAC Common Part Sublayer) và lớp con bảo mật (Security Sublayer). CS cung cấp những đáp ứng được yêu cầu cho quá trình lưu thông lớp. MAC CPS giải quyết vấn đề truyền tin không dây băng thông rộng. Lớp bảo mật cung cấp bảo mật viễn thông về mặt riêng tư, thông tin quốc gia, bản quyền của cá nhân. Dưới lớp MAC, là lớp vật lý PHY, nó cung cấp khả năng truyền tải mạnh và thích nghi với môi trường không dây. Lớp PHY sử dụng 5 loại giao diện: WirelessMAN-SCTM (Line of Sight - LOS). WirelessMAN-SCaTM (Non Line of Sight - NLOS). WirelessMAN-OFDMTM. WirelessMAN-OFDMATM. WirelessHUMANTM. Mặc dù mô hình trên chỉ mang tính chất tham khảo, nhưng có sự thống nhất chặt chẽ giữa chức năng MAC CPS và PHY, nó làm cho chức năng trở nên phụ thuộc và phức tạp hơn giữa chúng. 2.7.2. Lớp MAC Lớp MAC chuẩn IEEE 802.16 cung cấp giao diện hoạt động độc lập với lớp vật lý do giao diện lớp vật lý là giao diện vô tuyến. Phần chủ yếu của lớp MAC tập trung vào việc quản lý tài nguyên trên airlink(lien kết vô tuyến). Giải quyết được bài toán yêu cầu tốc độ dữ liệu cao trên cả hai kênh downlink và uplink. Các cơ chế điều khiển truy cập và thuật toán cấp phát băng thông hiệu quả có khả năng đáp ứng cho hàng trăm đầu cuối trên mỗi kênh. Lớp MAC chuẩn IEEE 802.16 được xây dựng dựa trên kiến trúc tập trung, hỗ trợ mô hình Point-to-Point, Point-to- Multipoint và Mesh. Trạm BS đóng vai trò trung tâm với một ăngten-sectơ hóa có khả năng điều khiển đồng thời nhiều sectơ độc lập đồng thời. Các giao thức MAC chuẩn 802.16 là hướng kết nối. Vào thời điểm truy cập mạng, mỗi SS sẽ tạo một hoặc nhiều kết nối để truyền tải dữ liệu trên cả hai hướng. Đơn vị lập lịch lớp MAC sẽ sử dụng tài nguyên airlink để cung cấp mức QoS phân biệt. Lớp MAC cũng được thực hiện chức năng tương thích liên kết (link adaption) và truyền lại tự động ARQ nhằm duy trì thong lượng tối đa với tỷ lệ lỗi bit (BER) chấp nhận được. Lớp MAC chuẩn IEEE 802.16 cũng điều khiển quá trình truy nhập và rời khỏi mạng của SS, thực hiện tạo và truyền các đơn vị dữ liệu giao thức PDU. Ngoài ra, lớp MAC chuẩn IEEE 802.16 còn cung cấp lớp con hội tụ đặc tả dịch vụ hỗ trợ lớp mạng tế bào ATM và lớp mạng gói. Lớp MAC chuẩn IEEE 802.16 bao gồm 3 lớp: 2.7.2.1. Lớp SSCS (Service-Specific Convergence Sublayer) Hình 2.8. Cấu trúc của MAC SDU ( Service Data Unit ) Lớp này có chức năng thu nhận và phân loại PDUs từ lớp cao hơn ,dữ liệu ngoài vào từ Common sublayer thông qua SAP của nó để tạo thành MAC SDU sau đó phân loại chúng nhờ vào CID. 2.7.2.2. Lớp CPS (Common Part Sublayer) MAC CPS là nguyên nhân tạo ra môt số chức năng quan trọng. Nó là tất cả các đặc tính kỹ thuật chung cho CS. Sau đây sẽ nói rõ hơn các chức năng đó. WiMax sử dụng phương pháp định hướng trực tiếp. Điều này có nghĩa là trước khi gởi một vài dữ liệu của người sử dụng thì phải thiết lập kết nối giữa một SS và một BS hay giữa các SS với nhau. Multicast cũng được hỗ trợ và chỉ truyền với dữ liệu 16 bit trên mỗi đường truyền. Có 4 loại kết nối: cơ sở (base), sơ cấp(primary), thứ cấp (secondary) và dữ liệu (data). Loại kết nối dữ liệu được sử dụng để truyền thông tin của người dùng, trong khi 3 loại còn lại thì được sử dụng để truyền thông tin điều khiển gọi là kết nối quản lý MAC. Mỗi SS có 3 kết nối quản lý : - Basic Connection (kết nối cơ sở): được sử dụng cho những thông tin có thời gian ngắn. - Primary Management connection (kết nối quản lý sơ cấp): được sử dụng cho những kết nối dài hơn, có độ trễ thông tin nhiều hơn. - Secondary Management Connection (kết nối quản lý thứ cấp): được dùng cho các thông tin quản lý lớp cao hơn và dữ liệu cấu hình SS. Cấu trúc của MAC PDU (MAC Protocol Data Unit) MAC PDU chia thành 3 phần: phần đầu GMH (Generic MAC Header) dùng 6 bytes, phần tải payload, mã kiểm tra dư thừa chu kỳ CRC (Cyclic Redundancy Checking) sử dụng 4 bytes. GMH MSDU (truyền tải gói tin) CRC Hình 2.9. Hình dạng của MAC PDU Độ dài lớn nhất của một MAC PDU là 2Kbytes. Phần CRC chỉ được sử dụng nếu SS yêu cầu trong các thông số QoS. Generic Header có hai loại :GMH và BRH (Bandwidth Request Header). Loại thứ nhất là GMH dùng để gửi bản tin quản lý MAC chuẩn. Loại thứ hai là BRH, loại này chỉ đi một mình không sử dụng phần tải GMH MAC Management message CRC BRH MSDU (truyền tải gói tin, phân CRC Hình 2.10. So sánh hai loại Generic Header của MAC PDU Bảng 2.7. Bảng thông số của MAC Header Tên Độ dài(bits) Mô tả CI 1 Dùng để mô tả CRC 1=CRC được thêm vào PDU 0=CRC không được thêm vào PDU CID 16 Nhận dạng kết nối EC 1 Điều khiển mã hoá 0=Payload không được mã hoá 1=Payload được mã hoá EKS 2 Chuỗi khoá mã Được dùng để mã hoá payload. Trường này chỉ có nghĩa nếu trường EC được được set bằng 1. HCS 8 Chuỗi kiểm tra Header Trường 8-bit dùng để dò tìm các lỗi trong header. Đa thức sinh là g(D) = D8 + D2 – D – 1 HT 1 Header Type. Sẽ được set bằng zero. LEN 11 Độ dài byte của MAC PDU gồm cả MAC header. Type 6 Trường này mô tả loại payload LEN msb (3) H T CID msb (8) LEN lsb (8) Generic MAC Header Format (Header Type (HT) = 0) BW Req. Header Format (Header Type (HT) =1) E C Type (6 bits) rs v C I EKS (2) rs v HCS (8) CID lsb (8) BW Req. msb (8) H T CID msb (8) BWS Req. lsb (8) E C Type (6 bits) HCS (8) CID lsb (8) Hình 2.11. Hình dạng GMH và BRH của MAC PDU Trong hình 2.11 mô tả hình dạng của Generic MAC Header. HT viết tắt là Header Type (HT bit) nó có giá trị 0 cho GMH, có giá trị 1 cho BRH. Vùng Type chứa thông tin về bản tin quản lý được lưu trữ trong phần tải (payload). Vùng EKS được sử dụng để chắc chắn rằng trạm BS và trạm SS phải được đồng bộ hoá nhau trong khi sử dụng các khoá mật mã lưu thông và các vectơ ban đầu IV (Initialising Vectors). Các thông số đặc trưng trong MAC Header trong (bảng 2.7). Sự đóng gói dữ liệu (Data Packet Encapsulations): Hình 2.12. Sự đóng gói dữ liệu - MAC PDUs được truyền trong PHY Bursts - PHY burst có thể gồm có nhiều FEC blocks Hình 2.13. Sự đóng gói MAC PDU - MAC PDUs có thể là nhiều FEC block 2.7.3. Lớp PHY Hệ thống IEEE 802.16 PHY hoạt động trong dải tần số 2-11GHz được thiết kế cho NLOS, tốc độ truyền dữ liệu là 1-75Mbps. Các loại điều chế bao gồm: QPSK, 16QAM, 64QAM, (256QAM). Single Carrier. OFDM 256 Subcarrier. PHY sử dụng anten định hướng và hai loại phương pháp song công: TDD. FDD. 2.7.3.1. Giới thiệu Lớp PHY là lớp chịu trách nhiệm về quá trình truyền của khung. Giao diện đầu tiên của nó là WirelessMAN-SC. Nó hoạt động trong dải tần số 10-66GHz, được thiết kế để ứng dụng trong LOS và thông qua điều chế sóng mang đơn. Nó được chọn bởi vì nó đủ lớn để cung cấp cho mạng viễn thông không dây băng thông rộng. Do tầm quan trọng trong việc quảng cáo ngày càng tăng trong dải tần số 2-11GHz cho NLOS nên một nhóm làm việc trong IEEE 802.16 đã phát triển thêm 3 loại giao diện. Ba loại giao diện mới là: WirelessMAN-SCa, WirelessMAN-OFDM và WirelessMAN-OFDMA. WirelessMAN-SCa: đây là giao diện sử dụng điều chế sóng mang đơn. WirelessMAN-OFDM: sử dụng ghép kênh phân chia theo tần số trực giao với 256 sóng mang. WirelessMAN-OFDMA: sử dụng truy cập ghép kênh phân chia theo tần số trực giao với 2048 sóng mang để cung cấp nhiều hơn một sóng mang trên một trạm thuê bao SS. Ngày nay, do FFT cho phép làm việc với số lượng sóng mang lớn nên WirelessMAN-HUMAN đã ra đời. 2.7.3.2. Phương pháp ghép (Duplexing) Có hai phương pháp song công: song công phân chia theo thời gian TDD (Time Division Duplexing), song công phân chia theo tần số FDD (Frequency Division Duplexing). Trong FDD, quá trình truyền trao đổi hai hướng ở hai tần số khác nhau trong khi TDD thì chỉ sử dụng một tần số duy nhất nhưng lại ở những thời gian khác nhau. - Khung TDD gồm hai phần: downlink subframe và uplink subframe - FDD cần có 2 kênh, một đường lên (uplink), một đường xuống (downlink). Với TDD chỉ cần 1 kênh tần số, lưu lượng đường lên và đường xuống được phân chia theo các khe thời gian. Hình 2.14. Mô tả về FDD và TDD Hình 2.15. Cấu trúc khung của FDD Hình 2.16. Cấu trúc khung của TDD Hình 2.17. Vị trí NLOS của CPE 2.8. Các kỹ thuật sử dụng trong WiMAX để khắc phục những ảnh hưởng của môi trường NLOS[5] Các kỹ thuật được sử dụng để giải quyết hay giảm nhẹ những ảnh hưởng trong môi trường NLOS của WiMAX là: Kỹ thuật OFDM Phân chia kênh con Các ăng ten hướng tính Phân tập phát và thu Điều chế thích nghi Kỹ thuật sửa lỗi Điều khiển công suất Những tác dụng của những kỹ thuật này trong việc khắc phục lỗi sẽ được đề cập ở chương sau 2.9. Ứng dụng[9] Hình 2.18. Một ví dụ ứng dụng WiLAN và WiMax. Công nghệ WiMAX là giải pháp cho nhiều loại ứng dụng băng rộng tốc độ cao cùng thời điểm với khoảng cách xa và cho phép các nhà khai thác dịch vụ hội tụ tất cả trên mạng IP để cung cấp các dịch vụ "ba cung": dữ liệu, thoại và video. WiMAX với sự hỗ trợ QoS, khả năng vươn dài và công suất dữ liệu cao được dành cho các ứng dụng truy cập băng rộng cố định ở những vùng xa xôi, hẻo lánh nơi công nghệ chưa đến được, cũng như cho các khu vực thành thị ở các nước đang phát triển. WiMAX cũng cho phép các ứng dụng truy cập xách tay, với sự hợp nhất trong các máy tính xách tay và PDA, cho phép các khu vực nội thị và thành phố trở thành những "khu vực diện rộng" nghĩa là có thể truy cập vô tuyến băng rộng ngoài trời. Do vậy, WiMAX là một công nghệ bổ sung bình thường cho các mạng di động vì cung cấp băng thông lớn hơn và cho các mạng Wi-Fi nhờ cung cấp kết nối băng rộng ở các khu vực lớn hơn. 2.10. Kết luận chương Qua những hiểu biết ở trên về Wimax, thì có thể đưa ra những đánh giá về ưu cũng như nhược điểm của Wimax như sau: - Ưu điểm của WiMAX di động so với công nghệ 3G dựa trên CDMA: Khả năng chịu được nhiễu đa đường và nhiễu cục bộ Khả năng định cỡ về độ rộng kênh Đa truy nhập tuyến lên trực giao Hỗ trợ TDD hiệu quả phổ tần Lập lịch kế hoạch chọn lọc tần số Tái sử dụng tần số một phần QoS tốt Công nghệ awngten tiên tiến - Nhược điểm: Công nghệ LOS chỉ làm việc trong phạm vi từ 5 đến 30 dặm so với trạm chủ nên không thể với khoảng cách rộng hơn. Mưa lớn sẽ gây nhiễu đến các thiết bị. Những thiết bị không dây trong mạng không dây khác sẽ dễ gây ảnh đến WiMax trong phạm vi làm việc của nó nên đó chính là nguyên nhân gây ra việc trôi dữ liệu trong quá trình truyền dẫn kết nối các thiết bị trong mạng WiMax. CHƯƠNG 3 ẢNH HƯỞNG CỦA NHIỄU TRONG WiMAX VÀ CÁC BIỆN PHÁP KHẮC PHỤC 3.1. Giới thiệu chương Trong chương này, em sẽ trình bày những trở ngại lớn được thể hiện trong kênh không dây băng rộng thay đổi theo thời gian. Xác định các ảnh hưởng cơ bản của nhiễu trong các kênh băng rộng không dây. Từ đó, tìm ra những biện pháp đối phó nhằm duy trì việc truyền thông tốt trong môi trường khắc nghiệt. 3.2. Sơ đồ khối của hệ thống thông tin vô tuyến Tất cả các hệ thống truyền thông số vô tuyến đều có một khối kiến trúc nhất định, như được thể hiện trong hình 3.1 sau:[4] Hình 3.1. Hệ thống thông tin số vô tuyến Bất kỳ một mạng không dây được tương thích một cách hợp lý, thì toàn bộ hệ thống đều được phân chia thành ba thành phần sau đây: máy phát, kênh và máy thu. Máy phát nhận các gói bit từ lớp giao thức cao hơn và gửi các bit này ở dạng sóng trường điện từ đến máy thu. Các bước thực hiện trong miền số là mã hóa và điều chế. Nhìn chung, mục đích chính của việc mã hóa làm tăng thêm độ dư thừa để giảm lỗi khi truyền và cho phép sửa lỗi tại máy thu. Các tín hiệu điều chế số được chuyển đổi thành dạng sóng tương tự bởi bộ DAC và sau đó chuyển đổi lên tần số cao. Tín hiệu cao tần này sẽ được tán xạ với dạng sóng trường điện từ bởi các ăng-ten phù hợp. Máy thu hoạt động ngược lại với hoạt động của máy phát. Sau khi chuyển xuống tần số thấp và lọc để loại bỏ những tần số không mong muốn. Tín hiệu băng tần cơ sở sẽ được chuyển thành tín hiệu số bởi bộ ADC, tín hiệu này được giải điều chế và giải mã để khôi phục lại tín hiệu đó thành chuỗi bit gốc. Kênh truyền thông biễu diễn môi trường vật lý giữa máy phát và máy thu và đây là nơi có ảnh hưởng lớn đến chất lượng truyền tín hiệu sẽ dược đề cập ở chương sau. Sau đây là những mô tả về ảnh hưởng có quy mô lớn trong kênh vô tuyến băng rộng, đó là hiện tượng suy hao, tạo bóng, nhiễu đồng kênh(CCI),multipath và hiện tượng Doppler trong hệ thống thông tin di động. 3.3. Ảnh hưởng của nhiễu trong hệ thống vô tuyến 3.3.1. Suy hao(pathloss) Sự khác nhau rõ rệt giữa kênh vô tuyến và hữu tuyến là lượng công suất truyền đạt đến máy thu. Giả sử rằng ăng-ten đẳng hướng được sử dụng, như thể hiện ở hình 3.2, năng lượng của tín hiệu truyền mở rộng trên mặt các hình cầu song song, vì vậy năng lượng nhận được tại ăng ten thu có khoảng cách d tỷ lệ nghịch với diện tích bề mặt cầu, (4πd2). Suy hao được tính theo công thức lan truyền không gian tự do: (3.1) trong đó Pr và Pt lần lượt công suất thu và nhận và λ là chiều dài của bước sóng. Nếu ăng-ten hướng tính được dùng tại máy phát và máy thu, thì sẽ có độ lợi là Gt và Gr và công suất nhận tăng được hay không là nhờ vào độ lợi của ăng-ten. Một mặt quan trọng khác của công thức(3.1) là từ c=fc.λ nên λ=c/fc , công suất nhận được sẽ giảm bình phương lần theo tần sóng mang. Hay nói một cách khác, với công suất phát đã cho, thì sẽ có khoảng suy giảm khi tần số tăng lên. Điều này có ảnh hưởng quan trọng đến các hệ thống có tốc độ dữ liệu cao. Để tính toán chính xác, người ta thường dùng công thức kinh nghiệm sau đây để tính toán cho suy hao của kênh kinh nghiệm: (3.2) Trong công thức (3.2) có thêm ba thành phần là P0 , d0 và α. P0 là công suất suy hao đo được trên khoảng cách tham chiếu là d0 và thường được chọn là 1m. Trên thực tế, P0 thường được lấy xấp sỉ là một vài dB. α là số mũ suy hao và đại lượng này được cho trong bảng. Hình 3.2. Mô hình truyền sóng trong không gian tự do Để khắc phục được nhiễu do sự suy hao đường truyền này thì cần chú ý những điều sau: Chiều cao của ăng-ten phải được tính đến là có chiều cao phù hợp. Tần số sóng mang sử dụng. Khoảng cách giữa hai ăng-ten phát và thu. 3.3.2. Che chắn(shadowing) Hình 3.3. Hiện tượng che chắn trên đường truyền tín hiệu Như ta đã biết, sự suy hao ảnh hưởng đến công suất tại máy thu có liên quan đến khoảng cách giữa máy phát và máy thu. Tuy nhiên, còn nhiều nhân tố khác có thể có ảnh hưởng lớn đến tổng công suất thu được. Ví dụ, cây cối và nhà cửa có thể được đặt tại vị trí ở giữa máy phát và máy thu, những vật cản này sinh ra đường truyền tạm thời và gây ra sự suy giảm tạm thời cường độ tín hiệu thu. Hay nói một cách khác, đường truyền thẳng tạm thời này sẽ làm cho công suất thu bất thường, và được gọi là hiện tượng che chắn(shadowing), như được trình bày ở hình 3.3 sau đây: Hình 3.3. Hiện tượng che chắn trên đường truyền tín hiệu Xét trong vùng có phạm vi nhỏ thì hiện tượng suy hao đường truyền và che chắn là không đáng kể và có giá trị cho phép mà không làm ảnh hưởng đến chất lượng tín hiệu thu tại máy thu. 3.3.3. Nhiễu đồng kênh CCI Hình 3.4. Giao thoa xuyên kênh Đây là một loại can nhiễu xảy ra khi hai tín hiệu phát đi ở cùng một tần số đến cùng một bộ thu. Trong thông tin tế bào thì can nhiễu thường được gây ra bởi một cell khác hoạt động ở cùng tần số(hình 3.4) Để hình dung, chúng ta lấy ví dụ ném hòn đá xuống nước. Việc ta ném nhiều hòn đá xuống nước tương đương như nhiều cuộc gọi khác nhau cùng bắt đầu. Vậy trạm gốc ở vị trí nào đó trong hồ làm sao phân biệt được tín hiệu của nguồn nào và từ hướng nào đến. Đây chính là vấn đề của giao thoa xuyên kênh hay còn gọi là nhiễu đồng kênh. Như chúng ta đã biết, các hệ thống ăngten tập trung đều tín hiệu trong một vùng không gian rộng lớn. Các tín hiệu có thể không đến được với người sử dụng mà ta mong muốn, nhưng chúng có thể trở thành can nhiễu cho những người sử dụng khác có cùng một tần số trong cùng một tế bào hay những tế bào kế cận. Can nhiễu là nhân tố chính quyết định đến chất lượng của hệ thống không dây do đó việc điều khiển được can nhiễu sẽ giúp cải thiện đáng kể được đáng kể được dung lượng của hệ thống. 3.3.4. Hiện tượng đa đường(multipath) Multipath là hiện tượng khi mà tín hiệu radio được phát đi bị phản xạ trên các bề mặt vật thể tạo ra nhiều đường tín hiệu giữa trạm gốc và thiết bị đầu cuối sử dụng. Kết quả là tín hiệu đến các thiết bị đầu cuối sử dụng là tổng hợp của tín hiệu gốc và các tín hiệu phản xạ.(hình 3.5) Chúng ta trở lại ví dụ ném một hòn đá xuống hồ nước. Các vòng sóng phát đi từ điểm ném là những đường tròn đồng dạng chỉ khác nhau về biên dộ sóng. Việc phát đơn hướng một tín hiệu cũng tương tự như vậy. Với một trạm gốc ở một cự ly nào đó từ sóng gốc. Nếu mẫu tín hiệu không bị nhiễu thì trạm gốc không khó khăn gì trong việc phân biệt các sóng. Nhưng khi các vòng sóng này chạm vào bờ thì nó bị phản xạ lại và giao thoa với sóng gốc ban đầu. Khi kết hợp với nhau chúng có thể yếu đi hay mạnh lên. Đây chính là vấn đề của nhiễu đa đường Hình 3.5. Hiện tượng multipath Các vấn đề có liên quan đến nhiễu đa đường: Hình 3.6. Hai tín hiệu multipath Một trong những hệ quả của hiện tượng multipath mà chúng ta không mong muốn là các tín hiệu sóng tới từ những hướng khác nhau khi tới bộ thu sẽ có sự trễ pha và vì vậy khi bộ thu tổng hợp các sóng tới này sẽ không có sự phối hợp về pha(hình 3.6) Điều này sẽ ảnh hưởng đến biên độ tín hiệu, biên độ tín hiệu sẽ tăng khi các tín hiệu sóng tới cùng pha và sẽ giảm khi các tín hiệu này ngược pha. Trường hợp đặc biệt nếu hai tín hiệu ngược pha 1800 thì tín hiệu sẽ bị triệt tiêu(hình 3.7) Hình 3.7. Hai tín hiệu multipath ngược pha nhau 1800 Hình 3.8. Hiện tượng pha đinh Hiện tượng pha đinh: khi sóng của các tín hiệu đa đường ngược pha, cường độ tín hiệu sẽ bị giảm. Hiện tượng này vẫn được biết đến là “Rayleigh pha đinh” hay còn gọi là “pha đinh nhanh”. Sự suy giảm thay đổi liên tục hình thành những khe như hình chữ V. Cường độ tín hiệu bị thay đổi thất thường và rất nhanh chóng gây ra sự suy giảm về chất lượng.(hình 3.8) Một hệ quả nữa của hiện tượng multipath là “trải trễ” tức là khi bị phản xạ thành nhiều tín hiệu khác nhau thì các tín hiệu sẽ đến bộ thu ở những thời điểm khác nhau gây ra hiện tượng giao thoa liên ký tự(intersymbol interference). Khi xảy ra hiện tượng này thì tốc độ bit sẽ tăng lên làm giảm đáng kể chất lượng của hệ thống. 3.3.5. Hiện tượng Doppler Hiện tượng Doppler cũng là một hiện tượng nhiễu khác cũng khá phổ biến trong các hệ thống thông tin di động. Hiện tượng Doppler được xác định khi một nguồn sóng và máy thu đang di chuyển liên quan đến với nhau. Khi máy thu di chuyển về phía trước (cùng chiều với máy phát ra nguồn sóng), tần số của tín hiệu thu sẽ cao hơn tín hiệu nguồn. Hình 3.9 là một ví dụ về sự thay đổi về cường độ của thiết bị âm thanh của xe ôtô khi nó di chuyển cùng chiều và ngược chiều với hai observer [6] Hình 3.9. Hiện tượng Doppler 3.4.Các biện pháp nhằm giảm ảnh hưởng của nhiễu được sử dụng trong WiMAX 3.4.1. Tái sử dụng tần số phân đoạn[2] Đây là một phương pháp nhằm nâng cao chất lượng kết nối của các thuê bao do ảnh hưởng của can nhiễu cùng kênh(CCI) Trong WiMAX di động hỗ trợ tái sử dụng tần số bằng 1, nghĩa là tất cả các tế bào /sector hoạt động trên cùng một kênh tần số nhằm tối đa hóa hiệu quả sử dụng phổ. Tuy nhiên, do can nhiễu cùng kênh(CCI) rất mạnh trong triển khai tái sử dụng tần số bằng 1, cho nên các thuê bao tại rìa tế bào giảm cấp chất lượng kết nối. Với WiMAX di động, các thuê bao hoạt động trên các kênh con, chỉ chiếm một đoạn nhỏ của toàn bộ băng thông kênh; vấn đề can nhiễu biên tế bào có thể được khắc phục dễ dàng bằng việc tạo cấu hình sử dụng kênh con một cách hợp lý mà không cần viện đến quy hoạch tần số truyền thống. Trong WiMAX di động, việc tái sử dụng kênh con linh hoạt được tạo điều kiện dễ dàng nhờ sự phân đoạn kênh con và vùng hoán vị. Một đoạn là một phần nhỏ các kênh con OFDMA khả dụng (một đoạn có thể bao gồm tất cả các kênh con). Một đoạn được sử dụng cho triển khai một trường hợp MAC duy nhất. Vùng hoán vị là một số các ký tự OFDMA liền kề nhau trong DL hoặc UL sử dụng cùng một phép hoán vị. Khung con của DL hoặc UL có thể chứa nhiều hơn một vùng hoán vị Mô hình tái sử dụng kênh con có thể được cấu hình sao cho các thuê bao gần sát trạm gốc hoạt động trong vùng có tất cả các kênh con khả dụng. Trong khi đó, đối với các thuê bao rìa, mỗi tế bào hoặc sector hoạt động trong vùng chỉ có một phần nhỏ của tất cả các kênh con là khả dụng. Trong hình 3.11, F1, F2 và F3 biểu thị các tập hợp kênh con khác nhau trong cùng một kênh tần số. Với cấu hình này, tái sử dụng tần số bằng một “1” của toàn tải được duy trì cho các thuê bao trung tâm để tăng tối đa hiệu quả phổ, và tái sử dụng tần số phân đoạn được cài đặt cho các thuê bao rìa nhằm đảm bảo chất lượng kết nối và thông lượng của thuê bao rìa. Quy hoạch tái sử dụng kênh con có thể được tối ưu hóa một cách năng động qua các sector hoặc các tế bào dựa trên tải của mạng và các điều kiện can nhiễu trên cơ sở từng khung một. Do vậy, tất cả các tế bào hoặc các sector đều có thể hoạt động trên cùng một kênh tần số mà không cần gì đến quy hoạch tần số. Hình 3.10. Mô hình tái sử dụng tần số phân đoạn 3.4.2. Các biện pháp giảm pha đinh[4] Đặc tính pha-đinh là sự khác nhau quan trọng nhất giữa việc thiết kế hệ thống thông tin vô tuyến và hữu tuyến. Do pha-đinh lựa chọn tần số là nổi bật nhất trong các kênh băng rộng- và do độ rộng băng của kênh băng rộng là lớn hơn rất nhiều độ rộng băng phù hợp BC –nên chúng ta đề cập đến các kênh với sự phân tán thời gian hay lựa chọn tần số trong pha-đinh băng rộng và đến các kênh chỉ với sự phân tán về tần số hay lựa chọn thời gian trong pha-đinh băng hẹp. Bây giờ, chúng ta xem xét và chỉ ra sự khác nhau giữa pha-đinh băng rộng và pha-đinh băng hẹp để từ đó các biện pháp khắc phục. 3.4.2.1. Pha đinh băng hẹp(pha đinh phẳng) Ảnh hưởng của pha đinh này là đáng kể khi khoảng cách truyền tăng, lúc này cường độ tín hiệu thu sẽ bị giảm đáng kể vì suy hao thay đổi đáng kể. Tính di chuyển của các thuê bao trên khoảng cách lớn(>>λ) và sự thay đổi đặc điểm địa hình, sẽ ảnh hưởng đến suy hao và công suất thu thay đổi chậm. Có rất nhiều các kỹ thuật khác nhau được sử dụng để khắc phục pha-đinh băng hẹp, nhưng cách phổ biến nhất và thường được dùng nhất là phân tập.Trong thông tin vô tuyến tốc độ cao, chỉ có sự phân tập mới khắc phục được hiện tượng pha-đinh này . Các loại phân tập thường dùng là: Phân tập thời gian Hai phương pháp quan trọng của phân tập thời gian là mã hóa/đan xen và điều chế thích nghi (AMC). Kỹ thuật mã hóa và đan xen đưa vào một cách linh hoạt để tăng độ dư thừa trong tín hiệu được truyền đi; điều này làm cho tốc độ của tín hiệu giảm và vì vậy mà giảm đươc lỗi bit. Các máy phát cùng với việc điều chế thích nghi sẽ có thông tin về kênh truyền. Và vì vậy, chúng sẽ chọn kỹ thuật điều chế mà đạt được tốc độ dữ liệu cao nhất có thể được trong khi vẫn giữ được BER ở mức yêu cầu. (3.3) Trong phương trình (3.3), với M tăng, BER cũng tăng. Vì tốc độ dữ liệu tỷ lệ với log2M, chúng ta muốn chọn kích thước mẫu tự lớn nhất để mà đạt được BER theo yêu cầu. Nếu kênh có sự suy giảm mạnh thì sẽ không có ký hiệu nào được gửi đi để tránh tạo lỗi. Điều chế thích nghi và mã hóa là một phần tích hợp trong chuẩn WiMAX. Và được để cập kỹ hơn trong phần sau. Phân tập không gian Hình 3.11. Phân tập lựa chọn hai nhánh đơn loại đi hầu hết sự suy giảm mạnh Phân tập theo không gian là một dạng phân tập khác cũng khá phổ biến và có hiệu quả, thường được thực hiện bằng cách sử dụng hai hay nhiều hơn các ăng-ten tại cả máy phát và máy thu hay chỉ có ở máy phát hoặc máy thu. Phân tập này còn được biết đến với tên gọi là hệ thống MIMO. Dạng đơn giản nhất của phân tập theo không gian bao gồm hai ăng-ten thu, đó là nơi mà hai tín hiệu mạnh nhất được chọn. Nếu các ăng-ten được đặt cách nhau một cách phù hợp, thì hai tín hiệu nhận được sẽ chịu ảnh hưởng một cách xấp xỉ hiện tượng pha-đinh không tương quan với nhau. Kiểu phân tập này được gọi một cách hợp lý là phân tập lựa chọn và được minh họa trong hình 3.11 như sau: Kỹ thuật đơn giản này đã loại bỏ hoàn toàn một nửa tín hiệu nhận được nhưng hầu hết sự suy giảm mạnh đã được tránh và SNR trung bình cũng được tăng lên. Các dạng phức tạp hơn của phân tập không gian bao gồm các mảng ăng-ten(hai hay nhiều hơn hai ăng-ten) với tỷ số kết nối lớn nhất, phân tập phát sử dụng mã hóa không gian- thời gian, và kết nối sự phân tập giữa đầu phát và đầu thu. Các kỹ thuật báo hiệu không gian được mong đợi để quyết định việc đạt được hiệu suất phổ cao trong WiMAX. Phân tập theo tần số Phương pháp này được sử dụng để khắc phục hiện tượng pha đinh băng rộng và sẽ được đề cập kỹ hơn ở phần sau. 3.4.2.2. Pha-đinh băng rộng(pha đinh lựa chọn tần số) Như đã biết, pha-đinh lựa chọn tần số gây ra sự phân tán trong miền thời gian, điều này làm cho các ký hiệu lân cận giao thoa với nhau trừ khi T>>τmax . Do tốc độ dữ liệu tỷ lệ với 1/T , hệ thống có tốc độ dữ liệu cao hầu như lúc nào cũng có lan truyền trễ đa đường đáng kể, khi T<<τmax, và kết quả là bị nhiễu liên ký hiệu nghiêm trọng. Việc lựa chọn kỹ thuật để chống lại nhiễu ISI một cách có hiệu quả là một quyết định quan trọng trong việc thiết kế bất kỳ hệ thống tốc độ cao. Rất nhanh chóng là OFDM là sự lựa chọn phổ biến nhất cho việc chống lại ISI. 3.4.2 3. Bộ cân bằng[1] Bộ cân bằng Equalizer được dùng để loại bỏ nhiễu liên ký hiệu (Intersymbol Interference_ISI) và các nhiễu nhiệt (noise) được thêm vào. Nhiễu ISI sinh ra do sự trải trễ của các xung phát dưới tác động phân tán tự nhiên của kênh truyền. Điều này dẫn đến sự chồng lấn của các xung kế cận nhau gây ra nhiễu liên ký tự. Chẳng hạn như trong môi trường tán xạ đa đường, một ký hiệu có thể được truyền theo các đường khác nhau, đến máy thu ở các thời điểm khác nhau, do đó có thể giao thoa với các ký tự khác. Hình 3.13. Sơ đồ khối của mô hình kênh truyền Trên hình 3.13, ta thấy tín hiệu x(t) được diều chế bốn mức (Pulse Amplitude Modulated_PAM), tín hiệu x(t) được phát qua kênh có đáp ứng xung h(t). Nhiễu nhiệt noise n(t) được thêm vào. Ta thấy tín hiệu thu được là r(t) đã bị méo dạng so với tín hiệu phát x(t). Hình 3.14. Kênh truyền và bộ cân bằng Để khắc phục nhiễu ISI và cải thiện chất lượng của hệ thống, có nhiều phương pháp khác nhau nhưng phương pháp được đề cập nhiều nhất là sử dụng bộ cân bằng Equalizer được sử dụng để bù lại các đặc tính tán xạ thời gian của kênh truyền. 3.4.2.4. Mã hóa và điều chế thích nghi[4] Mã hóa và điều chế thích nghi là một phương pháp được sử dụng trong phân tập theo thời gian . Trong hệ thống WiMAX, việc sử dụng mã hóa và điều chế thích nghi với mục đích là thích nghi với sự dao động của kênh truyền do ảnh hưởng của nhiễu. Với đặc tính này sẽ cho phép hệ thống có thể khắc phục được những ảnh hưởng của pha đinh lựa chọn thời gian. Hình 3.15. Mối quan hệ giữa vùng phủ sóng và phương pháp điều chế được sử dụng Ý tưởng cơ bản này hoàn toàn đơn giản và được trình bày như sau: Việc truyền dữ liệu tốc độ cao có thể đạt được khi kênh truyền tốt, tốc độ truyền sẽ thấp hơn nếu kênh truyền không tốt, với mục đích là tránh gây ra lỗi. Tốc độ dữ liệu thấp có thể đạt được bằng cách sử dụng chòm điểm nhỏ, như là QPSK, và các mã có tốc độ sửa lỗi thấp, như là mã chập và mã tourbo ½. Tốc độ dữ liệu cao hơn có thể đạt được với chòm điểm lớn, như là 64QAM, và mã hóa sửa lỗi chống nhiễu, ví dụ, mã chập hay mã turbo có tốc độ ¾ hay mã LDPC. Sơ đồ khối thể hiện nguyên lý hoạt động của hệ thống mã hóa điều chế thích nghi AMC được cho bởi hình 3.17 sau đây: Hình 3.16. Sơ đồ khối mã hóa và điều chế thích nghi (AMC) Để đơn giản, đầu tiên chúng ta xem một hệ thống người dùng truyền nhanh tín hiệu thông qua kênh với SINR luôn thay đổi; ví dụ, kênh truyền phụ thuộc vào pha-đinh. Mục đích của máy phát là truyền dữ liệu từ hàng bit nhanh đến mức có thể, và được giải điều chế và giải mã một cách chính xác tại máy thu. Hồi tiếp (feedback) sẽ quyết định mã hóa và điều chế nào được sử dụng để phù hợp với điều kiện của kênh truyền thông qua tham số SINR. Máy phát cần biết giá trị SINR của kênh (), giá trị này được xác định khi SINR nhận được chia cho công suất phát Pt, là một hàm của . Do đó, SINR nhận được là Hình 3.17. Thông lượng của các phương pháp điều chế và tốc độ mã hóa khác nhau. Hình 3.18 minh họa việc sử dụng sáu cách mã hóa và điều chế trong số các định dạng chung của WiMAX. Nó có thể đạt được các mức hiệu suất phổ khác nhau tùy thuộc vào phương pháp mã hõa và điều chế sử dụng. Điều này cho phép dung lượng tăng lên khi SINR tăng lên theo công thức Shannon Trong trường hợp này, tốc độ dữ liệu thấp nhất là QPSK và mã turbo tốc độ ½; tốc độ dữ liệu cao nhất trong định dạng của WiMAX là 64QAM và mã turbo tốc độ ¾. Thông lượng đạt được, được chuẩn hóa bởi độ rộng đã được xác định (3.4) Trong đó: BLER là tỷ lệ block lỗi. r ≤1 là tốc độ mã hóa. M số điểm trong một chòm điểm. Ví dụ: 64QAM với tốc độ mã hóa là ¾ đạt được thông lượng tối đa là 4.5bps/Hz, khi BLER 0; QPSK với tốc độ mã hóa là ½ sẽ đạt được thông lượng trong trường hợp tốt nhất là 1bps/Hz. Kết quả được thể hiện ở đây là cho trường hợp lý tưởng của kiến thức kênh tối ưu và không truyền ngược lại như ARQ. Trong thực tế, viêc hồi tiếp sẽ bị trễ và có thể còn bị giảm do việc dự đoán kênh không chính xác hay lỗi trong kênh hồi tiếp về (feedback). Hệ thống WiMAX bảo vệ chặt chẽ các kênh hồi tiếp với việc sửa lỗi. Vì vậy, nguyên nhân chính gây ra sự suy giảm có thể suy giảm, điều này gây cho việc dự đoán kênh trở nên lỗi thời nhanh chóng. Theo kinh nghiệm, với tốc độ hơn 30km/h trên tần số sóng mang 2,100MHz, thì các cấu hình hồi tiếp không cho phép thông tin trạng thái của kênh truyền một cách kịp thời và chính xác về máy phát. 3.4.2.5. Mã hóa kênh(channel coding) Trong chuẩn IEEE 8.2.16e-2005, mã hóa kênh là một khối chức năng của lớp vật lý trong WiMAX. Nhiệm vụ của lớp này là làm cho tín hiệu truyền đi trong môi trường kênh ít bị sai do ảnh hưởng của pha-đinh. Làm cho phía thu dễ khôi phục lại tín hiệu.[10] S/N BER Frequency-selective channel Flat fading channel AWGN channel (LOS) Channel Coding Hình 3.18. Vai trò của mã hóa kênh trong việc giảm BER và khắc phục lỗi gây ra cho tín hiệu truyền do pha-đinh Mã hóa kênh bao gồm ba bước sau đây: 1) Randomization: Ngẫu nhiên hoá luồng bit dữ liệu. Điều này sẽ tốt hơn cho việc sửa lỗi Forward Error Correction(FEC). Bộ Scrambler được thực hiện bởi các thanh ghi dịch hồi tiếp tuyến tính 2) FEC: Trong khối FEC gồm có ba khối nhỏ là Reed-Solomon Coder, Covolutional Coder, và khối Puncturing. Trong 3 khối này thì khối Reed-Solomon là phức tạp nhất. Khối này làm nhiệm vụ mã hoá dữ liệu và thêm các khoảng trống vào luồng bit để tạo điều kiện cho máy thu dò tìm và sửa lỗi. Trong khối này dữ liệu được mã hoá convolutional, tuy nhiên trước khi dữ liệu đưa vào khối convolutional encoder thì nó phải được mã hoá Reed-Solomon. Cuối cùng luồng dữ liệu sẽ được đưa qua khối Puncturing để giảm số bit truyền. 3) Interleaving: sắp xếp lại các khối của bit dữ liệu bằng cách đưa các bit mã hoá kề nhau vào các sóng mang không liên tiếp để bảo vệ chống lại lỗi burst. Kích cỡ khối bằng số bit được mã hóa trong symbol OFDM đơn giản. Kích cỡ của symbol được xác định bởi số sóng mang dữ liệu và cách điều chế. Hình 3.19. Sơ đồ khối chức năng của mã hóa kênh Data to transmit Randomizer FEC Bit Interleaver Modulation Data to transmit 3.5. Kết luận chương Chương này đã khái quát được những ảnh hưởng và biện pháp khắc phục nhiễu của hệ thống WiMAX. Và dựa vào đó để xây dựng mô hình toán học được nói kỹ trong chương tiếp theo. CHƯƠNG 4 ẢNH HƯỞNG CỦA KÊNH VÔ TUYẾN ĐẾN TRUYỀN DẪN TÍN HIỆU 4.1. Giới thiệu chương Khi nghiên cứu hệ thống thông tin, việc tạo ra các mô hình kênh đóng một vai trò quan trọng trong việc đánh giá chất lượng hoạt động của hệ thống. Mô hình kênh trình bày quan hệ vào ra của kênh ở dạng toán học hoặc thuật toán. Khi nghiên cứu các thuật toán, giải thuật để hạn chế những ảnh hưởng của kênh truyền, điều cần thiết là phải xây dựng các mô hình có thể xấp xỉ môi trường truyền dẫn một cách hợp lý. Chương này giới thiệu những đặc tính, ảnh hưởng của kênh truyền đồng thời đưa ra mô hình toán học của kênh vô tuyến di động. 4.2. Kênh fading đa đường (multipath fading channel)[4] Tín hiệu từ an ten phát được truyền đến máy thu thông qua nhiều hướng phản xạ hoặc tán xạ khác nhau.Ở hình 4.1 tín hiệu giả sử nhận được bằng hai luồng tín hiệu. Một luồng là tín hiệu truyền thẳng có trễ truyền dẫn tương ứng là . Tuyến thứ 2 có trễ truyễn dẫn là . Giả thiết tín hiệu phát đi từ máy phát đơn giản chỉ là luồng tín hiệu với tần số là f1 và f2. Tín hiệu ở máy thu là tổng của tín hiệu nhận được từ hai tuyến truyền dẫn được mô tả ở hình 4.2. Ta có thể dàng nhận thấy rằng tin hiệu thu được ở tần số f1 bị suy giảm ở một mức độ khác so với độ suy giảm ở tần số f2 cho dù là ở máy phát đi hai tín hiệu có cùng biên độ. Hiên tượng này chính là hiện tượng fading ở miền tần số. Kênh truyền dẫn phân tập đa đường gây nên hiệu ứng fading ở miền tần số gọi là kênh phụ thuộc tần số ( frequency selective channel ) Mô hình tổng quát của truyền dẫn phân tập đa đường không chỉ là hai tuyến truyền dẫn mà có thể vô số các tuyến truyền dẫn khác nhau có thể là phản xạ, tán xạ hoặc khúc xạ theo nhiều hường khác nhau rồi mới đến máy thu. 4.2.1. Thông số tán xạ thời gian (Time dispersion parameter) Để phân biệt, so sánh tính chất của các kênh truyền dẫn đa đường, người ta sử dụng các thông số tán xạ thời gian như mean excess delay (độ trễ trung bình vượt mức), rms delay spread (trễ hiệu dụng) và excess delay spread (trễ vượt mức). Các thông số này có thể được tính từ đặc tính công suất truyền tới bộ thu của các thành phần đa đường (power delay profile). Excess delay, , là khoảng thời gian chênh lệch giữa tia sóng đang xét với thành phần đến bộ thu đầu tiên. Tính chất tán xạ thời gian (time dispersive) của kênh truyền dẫn đa đường dải rộng được thể hiện qua thông số mean excess delay, , và rms delay spread, . được định nghĩa là moment cấp một của power delay profile [4]: (4.1) ak, : biên độ, công suất thành phần thứ k của tín hiệu đa đường. Rms delay spread () là căn bậc hai moment trung tâm cấp hai của power delay profile: (4.2) với (4.3) 4.2.2. Dải thông kết hợp (coherence bandwidth) Trong khi delay spread là một hiện tượng tự nhiên do sự phản xạ và tán xạ khi truyền tín hiệu qua kênh vô tuyến, dải thông kết hợp, Bc, được định nghĩa từ rms delay spread. Dải thông kết hợp là khoảng tần số mà kênh truyền có thể được coi là “phẳng” (nghĩa là kênh truyền cho qua tất cả các thành phần có phổ nằm trong khoảng tần số đó với độ lợi gần như nhau và pha gần như tuyến tính). Hai sóng sin có tần số chênh lệch nhau lớn hơn Bc sẽ bị ảnh hưởng hoàn toàn khác nhau bởi kênh. Dải thông kết hợp được định nghĩa như là khoảng tần số mà hàm tương quan giữa các tín hiệu có tần số trong khoảng này lớn hơn 0.9, khi đó [sách]: (4.4) Nếu chỉ cần hàm tương quan lớn hơn 0.5 thì: (4.5) 4.2.3. Phổ doppler (doppler spectrum) Trong phần này, chúng ta sẽ tập trung tìm hiểu ảnh hưởng của doppler shift và việc truyền 1 sóng mang chưa điều chế tần số fc từ BS. Một MS di chuyển theo hướng tạo thành một góc với tín hiệu nhận được từ thành phần thứ i như hình 4.1. MS di chuyển với vận tốc v, sau khoảng thời gian đi được d=v.. Khi đó đoạn đường từ BS đến MS của thành phần thứ i của tín hiệu sẽ bị thay đổi 1 lượng là . Y X d v BS MS Hình 4.1. Hiệu ứng Doppler Theo hình vẽ ta có: (4.6) Khi đó, pha của tín hiệu sẽ bị thay đổi một lượng: (4.7) : Bước sóng của tín hiệu. Dấu “-“ cho thấy độ trễ pha của sóng sẽ giảm khi MS di chuyển về phía BS. Tần số doppler được định nghĩa như là sự thay đổi pha do sự di chuyển của MS trong suốt khoảng thời gian [7]: (4.8) Thay phương trình (4.7) vào phương trình (4.8) ta được: (4.9) Với fm=v/=vfc/c là độ dịch tần doppler cực đại (từ tần số sóng mang được phát đi) do sự di chuyển của MS. Chú ý rằng, tần số doppler có thể dương hoặc âm phụ thuộc vào góc . Tần số doppler cực đại và cực tiểu là fm ứng với góc =00 và 1800 khi tia sóng truyền trùng với hướng MS di chuyển: =00 ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía trước MS. =1800 ứng với trường hợp tia sóng đi tới từ phía sau MS. Trong một môi trường truyền dẫn thực, tín hiệu đến bộ thu bằng nhiều đường với khoảng cách và góc tới khác nhau. Vì vậy, khi một sóng sin được truyền đi, thay vì chỉ bị dịch một khoảng tần số duy nhất (doppel shift ) tại đầu thu, phổ của tín hiệu sẽ trải rộng từ fc(1-v/c) đến fc(1+v/c) và được gọi là phổ doppler. Khi ta giả thiết xác suất xảy ra tất cả các hướng di chuyển của mobile hay nói các khác là tất cả các góc tới là như nhau (phân bố đều), mật độ phổ công suất của tín hiệu tại bộ thu được cho bởi [1,7]: (4.10) Trong đó K là hằng số Chú ý rằng, khi f=fc => S(f=fc)= f= => S(f= )= Hình dạng của S(f) được mô tả như hình 4.2. fc+fm fc-fm fc Hình 4.2. Phổ công suất của tín hiệu tại bộ thu (hiệu ứng doppler) 4.2.4. Trải doppler và thời gian kết hợp (Doppler spread and coherence time) Delay spread và coherence bandwidth là các thông số mô tả bản chất tán xạ thời gian của kênh truyền. Doppler spread và coherence time là những thông số mô tả bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền. Doppler spread BD là thông số đo sự mở rộng phổ gây ra bởi sự thay đổi theo thời gian của kênh vô tuyến di động và được định nghĩa là khoảng tần số mà phổ tần doppler nhận được là khác không. Khi một sóng sin tần số fc được truyền đi, phổ tín hiệu nhận được, phổ doppler, sẽ có các thành phần nằm trong khoảng tần số fc-fd đến fc+fd với fd là độ dịch tần do hiệu ứng doppler. Lượng phổ được mở rộng phụ thuộc vào fd là một hàm của vận tốc tương đối của MS và góc giữa hướng di chuyển của MS và hướng của sóng tín hiệu tới MS. Nếu độ rộng phổ của tín hiệu lớn hơn nhiều so với BD, ảnh hưởng của doppler spread là không đáng kể tại bộ thu và đây là kênh fading biến đổi chậm (slow fading channel). Coherence time Tc chính là đối ngẫu trong miền thời gian (time domain dual) của doppler spread, dùng để mô tả sự tán xạ tần số và bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền. Doppler spread và coherence time tỉ lệ nghịch với nhau: Tc1/fm (4.11) (4.12) (4.42) Coherence time là khoảng thời gian mà đáp ứng xung của kênh truyền không thay đổi. Nói cách khác, coherence time là khoảng thời gian mà 2 tín hiệu có sự tương quan với nhau về biên độ. Nếu nghịch đảo của độ rộng phổ của tín hiệu lớn hơn nhiều so với coherence time của kênh truyền thì khi đó kênh truyền sẽ thay đổi trong suốt thời gian truyền tín hiệu và do đó gây méo ở bộ thu. Coherence time được định nghĩa là khoảng thời gian mà hàm tương quan lớn hơn 0.5, khi đó [4]: Với fm là tần số doppler cực đại: fm=v/ Trên thực tế, nếu ta tính Tc theo phương trình (4.11) thì trong khoảng Tc tín hiệu truyền sẽ bị dao động nhiều nếu có phân bố Rayleigh, trong khi đó phương trình (4.12) lại quá hạn chế. Vì thế, người ta thường định nghĩa Tc là trung bình nhân của hai phương trình trên: (4.13) Định nghĩa của thời gian kết hợp ngụ ý rằng 2 tín hiệu đến bộ thu khác nhau một khoảng thời gian Tc sẽ bị ảnh hưởng khác nhau bởi kênh truyền. Bảng 4.1. Tóm tắt các thông số của pha đinh băng rộng [4] Đại lượng Nếu “lớn” Nếu “nhỏ” Trễ trải phổ τ Nếu τ >> T: pha đinh lựa chọn tần số Nếu τ << : pha đinh phẳng Τ càng lớn có ảnh hưởng đến thời gian ký hiệu và gây ra hiện tượng ISI Dải thông kết hợp BC Nếu 1/BC << T: pha đinh phẳng Nếu 1/BC >> T: pha đinh lựa chọn tần số Cung cấp một nguyên tắc là tìm được độ rộng băng thông của các sóng mang con là BSC ≈ BC/10, do đó số lượng cần thiết của sóng mang con trong hệ thống OFDM là L > 10xB/BC Trải phổ Doppler Nếu fc.v>> c; pha đinh nhanh Nếu fc.v≤ c; pha đinh chậm Khi tỷ số fD/ BSC là không thể bỏ qua thì sự trực giao của các sóng mang con sẽ mất đi Thời gian kết hợp TC Nếu TC>>T; pha đinh chậm Nếu TC≤ T; pha đinh nhanh 4.3. Mô hình đáp ứng xung của kênh fading[7] Hình 4.3. Các tín hiệu multipath đến ở những thời điểm khác nhau Ta giả sử rằng có N tia đến máy thu, tín hiệu đầu ra của kênh như sau: (4.14) Trong đó, an(t) và τn(t) là suy hao và trễ truyền dẫn của thành phần đa đường thứ n. Lưu ý rằng suy hao và trễ truyền là một hàm thay đổi theo thời gian, điều này nói lên rằng, khi ô tô di chuyển thì hai đại lượng này cũng thay đổi theo. Ta xác định đường bao phức của tín hiệu thu Giả sử đầu vào kênh truyền song là tín hiệu điều chế có dạng: (4.15) Vì thực hiện mô phỏng dạng sóng bằng cách sử dụng các tín hiệu đường bao phức, nên ta phải xác định đường bao phức cho cả x(t) và y(t), từ đó tìm ra h(t,τ). Đường bao phức của tín hiệu phát : bằng cách kiểm tra (4.15) ta có (4.16) Đườn bao của tín hiệu được xác định như sau, thay (4.15) vào (4.14) (4.17) Có thể viết lại là: (4.18) Vì an(t) và A(t) đều là giá trị thực nên (4.18) còn được viết lại như sau (4.19)Từ (4.16), ta có: (4.20) Vì thế: (4.21) Suy hao đường truyền phức được định nghĩa là: (4.22) Vì vậy: (4.23) Vì vậy, đường bao phức của tín hiệu thu y(t) là: (4.24) Từ đây, ta có thể rút ra đáp ứng xung kim của kênh là quan hệ vào ra của kênh được định nghĩa bởi (4.24) tương ứng với một hệ thống tuyến tính thay đổi theo thời gian LTV có đáp ứng xung kim là: t3 t0 t1 t2 Hình 4.4. Minh họa đáp ứng xung kim của kênh và lý lịch trễ đa đường t (4.25) 4.4. Phân bố Rayleigh và phân bố Ricean 4.4.1. Phân bố Rayleigh Trong những kênh vô tuyến di động, phân bố Rayleigh thường được dùng để mô tả bản chất thay đổi theo thời gian của đường bao tín hiệu fading phẳng thu được hoặc đường bao của một thành phần đa đường riêng lẻ. Chúng ta biết rằng đường bao của tổng hai tín hiệu nhiễu Gauss trực giao tuân theo phân bố Rayleigh. Phân bố Rayleigh có hàm mật độ xác suất [7]: (4.26) Với là giá trị rms (hiệu dụng) của điện thế tín hiệu nhận được trước bộ tách đường bao (evelope detection). 2 là công suất trung bình theo thời gian. Xác suất để đường bao của tín hiệu nhận được không vượt qua một giá tri R cho trước được cho bởi hàm phân bố tích lũy (CDF): (4.27) Giá trị trung bình rmean của phân bố Rayleigh được cho bởi: (4.28) Và phương sai (công suất thành phần ac của đường bao tín hiệu): (4.29) Giá trị hiệu dụng của đường bao là (căn bậc hai của giá trị trung bình bình phương). Giá trị median của r tìm được khi giải phương trình: (4.30) Vì vậy giá trị mean và median chỉ khác nhau môt lượng là 0.55dB trong trường hợp tín hiệu Rayleigh fading. Hình 4.5 minh họa hàm mật độ xác suất Rayleigh. 0 ĩ 2ĩ 3ĩ 5ĩ 4ĩ p(r) Điện thế đường bao tín hiệu tại đầu thu r (volts) Hình 4.5: Hàm mật độ xác suất của phân bố Rayleigh 4.4.2. Phân bố Ricean Khi có thành phần truyền thẳng đến máy thu thì lúc này phân bố sẽ là Ricean. Trong trường hợp này, các thành phần đa đường ngẫu nhiên đến bộ thu với những góc khác nhau được xếp chồng lên tín hiệu light-of-sight. Tại ngõ ra của bộ tách đường bao, điều này có ảnh hưởng như là cộng thêm thành phần dc vào các thành phần đa đường ngẫu nhiên. Giống như trong trường hợp dò sóng sin trong khi bị nhiễu nhiệt, ảnh hưởng của tín hiệu light-of-sight (có công suất vượt trội) đến bộ thu cùng với các tín hiệu đa đường (có công suất yếu hơn) sẽ làm cho phân bố Ricean rõ rệt hơn. Khi thành phần light-of-sight bị suy yếu, tín hiệu tổng hợp trông giống như nhiễu có đường bao theo phân bố Rayleigh. Vì vậy, phân bố bị trở thành phân bố Rayleigh trong trường hợp thành phần light-of-sight mất đi. Hàm mật độ phân bố xác suất của phân bố Ricean [7]: (4.31) A: biên độ đỉnh của thành phần light-of-sight. Io: là hàm Bessel sửa đổi loại 1 bậc 0. Phân bố Ricean thường được mô tả bởi thông số k được định nghĩa như là tỉ số giữa công suất tín hiệu xác định (thành phần light-of-sight) và công suất các thành phần đa đường: (4.32) Hay viết dưới dạng dB: (4.33) k xác định phân bố Ricean và được gọi là hệ số Ricean. Khi A 0, k 0 (dB) thành phần light-of-sight bị suy giảm về biên độ, phân bố Ricean trở thành phân bố Rayleigh. Hình 4.6 mô tả hàm mật độ xác suất của phân bố Ricean. p(r) k = dB k = 6 dB Điện thế đường bao tín hiệu tại đầu thu r (volts) Hình 4.6: Hàm mật độ xác suất của phân bố Ricean: k =dB (Rayleigh) và k = 6 dB. Với k >>1, giá trị trung bình của phân bố Ricean xấp xỉ với phân bố Gauss 4.5. Kết luận chương Những mô tả toán học của chương này sẽ là cơ sở để em có thể thực hiện mô phỏng sẽ được đề cập ở chương tiếp theo. CHƯƠNG 5 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI 5.1.Giới thiệu chương Chương này thể hiện kết quả của hai chương trình mô phỏng: Mô phỏng thứ nhất nhằm làm rõ ảnh hưởng của nhiễu thông qua các tác động của hiện tượng Doppler, kênh pha đinh Rayleigh và Ricean ảnh hưởng đến biên độ tại máy thu, và giá trị BER. Mô phỏng thứ hai nhằm làm rõ nguyên tắc sử dụng các phương pháp điều chế số trong từng điều kiện kênh truyền và so sánh giá trị BER và tốc độ dữ liệu của mỗi phương pháp điều chế số và tốc độ mã hóa sử dụng (AMC) trong WiMAX. 5.2.Chương trình mô phỏng ảnh hưởng của hiện tượng pha đinh Hình 5.1. Giao diện của chương trình mô phỏng ảnh hưởng của pha đinh  5.2.1. Chương trình mô phỏng ảnh hưởng của hiện tượng Doppler Bài toán Khi máy thu thay đổi vận tốc di chuyển thì thì làm ảnh hưởng đến chất lượng của tín hiệu thông qua cường độ tín hiệu tại máy thu. Hình 5.2. Cường độ tín hiệu tại máy thu khi v=1000(km/h) Hình 5.3. Cường độ tín hiệu tại máy thu khi v=45(km/h) Kết quả chương trình Nhận xét Nhìn vào hình 5.2 và 5.3, ta thấy cường độ tín hiệu tại máy thu thay đổi khi vận tốc của máy thu thay đổi, 5.2.2. Chương trình mô phỏng ảnh hưởng của kênh Rayleigh đến biên độ tín hiệu thu Bài toán Cho tín hiệu hình sin chưa điều chế (ở băng tần gốc). Cho tín hiệu này đi qua hai đường truyền khác nhau, đường truyền thứ nhất đi qua kênh truyền có độ lợi kênh truyền là cố định và đường truyền thứ hai có độ trễ và biên độ thay đổi một cách ngẫu nhiên theo thời gian. Tại đầu ra của kênh, tức là đầu vào của máy thu, ta sẽ quan sát tín hiệu thu thay đổi sau 10 lần đo biên độ tại đầu vào máy thu. Mục đích mô phỏng s(t) Fixed gain delay Variable gain r(t) h(t) Hình 5.4. Mô hình kênh truyền Rayleigh Khảo sát sự ảnh hưởng của hiện tượng đa đường (multipath 2 tia) đến chất lượng của tín hiệu tại đầu vào máy thu. Mô hình mô phỏng Kết quả chương trình Hình 5.5. Sự thay đổi biên độ tại đầu ra của kênh multipath hai tia sau 10 lần đo có G1(fixed gain)=1. Hình 5.6. Sự thay dổi biên độ tại đầu ra của kênh multipath hai tia sau 10 lần đo có G1(fixed gain)=20 Nhận xét Do ảnh hưởng của hiện tượng đa đường (multipath) làm cho biên độ tại máy thu không ổn định sau nhiều lần đo. Do độ trễ và sự suy hao của kênh thứ hai thay đổi nhẫu nhiên theo thời gian nên trong mười lần đo thì có mười giá trị khác nhau. Điều này đã chứng minh được rằng, trong truyền thông vô tuyến trong môi trường tầm nhìn thẳng (LOS) ít gây suy hao và có chất lượng hơn trong môi trường có tầm nhìn che khuất (NLOS). 5.2.3. Chương trình mô phỏng ảnh hưởng của công suất truyền đến chất lượng của hệ thống thông qua giá trị BER Bài toán Mô phỏng hiệu năng BER của hệ thống QPSK hoạt động trong môi trường kênh đa đường 3 tia cố định với AWGN và so sánh hiệu năng BER với chính hệ thống đó nhưng hoạt động trên kênh lý tưởng(không có đa đường) Bảng 5.1. Tham số của các kênh Các kênh P0 P1 P2 τ(mẫu) Chú thích Kênh số 1 1.0 0 0 0 Kênh AWGN lý tưởng Kênh số 2 1.0 0.2 0 0 Pha đinh phẳng Ricean Kênh số 3 1.0 0 0.2 0 Kênh pha đinh phẳng Ricean Kênh số 4 1.0 0 0.2 8 Kênh pha đinh chọn lọc tần số Ricean Kênh số 5 0 1.0 0.2 0 Kênh pha đinh phẳng Rayleigh Kênh số 6 0 1.0 0.2 8 Kênh pha đinh chọn lọc tần số Rayleigh P0 , P1 , P2 xác định các mức công suất tương đối của ba đường và được tính bằng đơn vị dB, trong đó P0 là công suất tương đối của tia truyền thẳng, P1 và P2 là công suất của hai tia phản xạ. Transmitter Signal t Delay Delay spread Receiver Signal t Hình 5.7. Minh họa nhiễu đa đường 3 tia Mục đích mô phỏng Mô phỏng này nhằm làm rõ sự ảnh hưởng của kênh pha đinh Ricean và Rayleigh; pha đinh lựa chọn tần số và pha đinh phẳng lên giá trị BER của hệ thống truyền thông vô tuyến. Nguyên tắc mô phỏng Giá trị BER của mỗi kênh được ước lượng bằng phương pháp ước tính bán phân tích. Phương pháp này là kết hợp của hai phương pháp: giải tích và Monte Carlos Lưu đồ thuật toán Bắt đầu Nhập các thông số sau:số ký tự(symbol): N, độ rộng của 1 bít: tb, tốc độ lấy mẫu fs, các giá trị Eb/N0 Gọi chương trình con random_binary Các kênh khác Kênh số 1 S Tính độ lợi cho mỗi đường Rayleigh và Ricean Đ Gọi chương trình con vxcorr Gọi chương trình con qpsk_berest Vẽ đồ thị BER theo từng giá trị Eb/N0 Xuất ra màn hình Kết thúc Kết quả của chương trình Hình 5.8. Đồ thị BER của kênh số 1 Hình 5.9. Đồ thị BER của kênh số 2) Hình 5.10. Đồ thị BER của kênh số 3 Hình 5.11. Đồ thị BER của kênh số 4 Hình 5.12. Đồ thị BER của kênh số 5 Hình 5.13. Đồ thị BER của kênh số 6 Nhận xét Dựa vào kết quả mô phỏng ở kênh số 1 và số 2 được minh họa ở hình 5.8 và hình 5.9, ta thấy ở kênh số 1 chỉ có một thành phần đi thẳng LOS mà không có đa đường, nên đây là ước tính BER bán phân tích cho hệ thống QPSK hoạt động trong môi trường kênh AWGN. Đây là kênh chuẩn và được dùng để so sánh với kết quả BER mô phỏng của năm kênh còn lại. Kênh số 2 có thêm thành phần pha đinh Rayleigh. Việc thêm vào này làm cho kênh này tương đương với kênh pha đinh Ricean, do τ=0 nên kệnh số 2 là kênh pha đinh phẳng(không chọn lọc tần số), và ta thấy rõ rằng kênh này có giá trị BER lớn hơn kênh số 1(kênh lý tưởng) Kết quả mô phỏng cho hai kênh số 3 và 4 trong hình 5.10 và hình 5.11. Hai kênh số 2 và 3về cơ bản là như nhau. Kênh số 4 giống với kênh số 3 ngoại trừ là pha đinh của kênh số 4 là kênh chọn lọc tần số, τ=8(mẫu); và ta thấy rõ là hiệu năng của hệ thống đã giảm một cách rõ rệt(giá trị của BER tăng lên). Điều này chứng tỏ nhiễu chọn lọc tần số(hay còn gọi là ISI) có ảnh hưởng rất lớn đến chất lượng của hệ thống thông tin không dây. Kết quả mô phỏng cho kênh số 5 và 6 được thể hiện trong hình 5.12 và hình 5.13 , cả hai kênh này đều không có thành phần đi thẳng NLOS(kênh Rayleigh ). Khi so sánh kết quả của kênh số 4 và kênh số 5 ta thấy: mặc dù là kênh số 5 là pha đinh phẳng nhưng kết quả là giá trị BER của kênh này vẫn cao hơn so với trường hợp có kênh có đường truyền thẳng LOS. Kênh số 6 cũng là kênh Rayleigh nhưng là trong trường hợp có trễ( kênh Rayleigh chọn lọc tần số) thì chất lượng của hệ thống suy giảm trầm trọng. 5.3. Chương trình mô phỏng tính BER và tốc độ dữ liệu của các phương pháp điều chế số sử dụng trong hệ thống WiMAX Hình 5.14. Giao diện chương trình Mô phỏng gồm có hai phần: -Mô phỏng ước tính BER của các phương pháp điều chế số. -Tốc độ dữ liệu của từng phương pháp điều chế số và tốc độ mã hóa trong WiMAX. Mục đích mô phỏng Hai mô phỏng này nhằm chứng minh cách sử dụng từng phương pháp điều chế số có liên quan đến bán kính của tế bào; đánh giá hiệu quả sử dụng phổ tần của các sơ đồ điều chế đó. Hình 5.15. Bán kính tế bào(cell) có liên quan đến điều chế thích nghi(AMC) 5.3.1. Đồ thị chòm sao Bắt đầu Nhập:-Các mức điều chế -Số lượng các tín hiệu Gọi chương trình con anhxa.m Vẽ đồ thị chòm sao của các phương pháp điều chế Xuất ra màn hình Kết thúc Lưu đồ thuật toán Hình 5.16. Chòm sao tín hiệu của phương pháp điều chế BPSK Hình 5.17. Chòm sao tín hiệu của phương pháp điều chế QPSK Hình 5.18. Chòm sao tín hiệu của phương pháp điều chế 16-QAM Hình 5.19. Chòm sao tín hiệu của phương pháp điều chế 64-QAM Kết quả chương trình Nhận xét Điều chế càng nhiều mức (M càng lớn) thì khoảng cách Euclic giữa các cặp điểm ký hiệu trong không gian tín hiệu càng ngắn. 5.3.2. Đồ thị tán xạ Đồ thị tán xạ được dùng để đánh giá sự chồng lấn của các tín hiệu điều chế số khi bị ảnh hưởng của nhiễu. Trong môi trường kênh AWGN, thì xác suất lỗi là một hàm đơn điệu của khoảng cách Euclic giữa các cặp điểm trong không gian tín hiệu với xác suất lỗi tăng khi các điểm trong không gian tín hiệu đó gần nhau hơn, hay nói cách khác khi các điểm tín hiệu càng xít gần nhau thì xác suất lỗi càng tăng và ngược lại. Bắt đầu Nhập:-Các mức điều chế -Số lượng các tín hiệu Gọi chương trình con anhxa.m Vẽ đồ thị ánh xạ của các phương pháp điều chế Xuất ra màn hình Kết thúc Đi qua kênh AWGN Lưu đồ thuật toán Kết quả chương trình Hình 5.20. Sơ đồ tán xạ củaphương pháp BPSK Hình 5.21. Sơ đồ tán xạ của phương pháp QPSK Hình 5.22. Sơ đồ tán xạ của phương pháp 16-QAM Hình 5.23. Sơ đồ tán xạ của phương pháp 64-QAM Nhận xét Khi M càng lớn thì các điểm trên chòm sao càng sát lại với nhau. Do đó, các điểm đễ bị chồng lấn lên nhau khi bị ảnh hưởng bởi nhiễu và dễ gây ra lỗi. Điều đó đã được chứng minh là hoàn toàn đúng trong mô phỏng 5.3.3. Tính BER cho từng phương pháp Nguyên tắc mô phỏng Sử dụng phương pháp Monte Carlos để ước tính lỗi BER. Dựa vào chòm sao tín hiệu của các phương pháp điều chế có M điểm khác nhau(M là số mức điều chế), M điểm này chia thành M vùng quyết định. Khi ta cho tín hiệu đi qua kênh AWGN và so sánh với M điểm ban đầu, từ đó tính được lỗi và tính BER. Nguồn dữ liệu So sánh các ký hiệu MÁY PHÁT Nguồn tạp âm Nguồn tạp âm MÁY THU + + d[n] xd[n] xq[n] nd[n] nq[n] xd[n] yd[n] yq[n] Hình 5.24. Sơ đồ khối mô phỏng tính BER Sử dụng bộ tạo số ngẫu nhiên để tạo ra các số ngẫu nhiên phân bố đều trong khoảng (0,1), từ số ngẫu nhiên phân bố đều này ánh xạ (sắp xếp) thành mức biên độ Am tương ứng với các trục I-Q cho các bộ điều chế và giải điều chế số nêu trên. Bộ sắp xếp (ánh xạ) thành mức biên độ Am, luồng dữ liệu nhị phân trước hết được chuyển nối tiếp thành song song, sau đó được phân vào nhánh đồng pha(nhánh I) và vuông pha (nhánh Q),các tổ hợp bit của các thành phần đồng pha và vuông pha này được sắp xếp thành các mức biên độ Am tương ứng. Bảng 5.2. Sắp xếp thành mức biên độ Am[8] Chế độ điều chế Quyết định mức ra theo x (đơn vị v) Quyết định đầu ra Thời gian tồn tại giá trị Am (thời gian tồn tại một ký hiệu) TS là: Ký hiệu tin(v) Tổ hợp bit BPSK Nếu 0<x<0.5 thì quyết định đầu ra Nếu 0.5<x thì quyết định đầu ra Am= -1 Am=+1 0 1 TS = Tb BPS = 1 QPSK Nếu 0< x ≤ 0.5 thì quyết định đầu ra Nếu 0.5< x thì quyết định đầu ra Am= -1 Am =+1 0 1 TS = 2Tb BPS = 2 16-QAM Nếu 0 < x ≤0.25 thì quyết định đầu ra Nếu 0.25< x ≤ 0.5 thì quyết định đầu ra Nếu 0.5 < x ≤ 0.75 thì quyết định đầu ra Nếu x> 0.75 thì quyết định đầu ra Am= -3 Am= -1 Am= +1 Am=+3 00 01 10 11 TS = 4Tb BPS = 4 64-QAM Nếu 0< x ≤ 0.125 thì quyết định đầu ra Nếu 0.125< x≤ 0.25 thì quyết định đầu ra Nếu 0.25 < x ≤ 0.375 thì quyết định đầu ra Nếu 0.375 < x ≤ 0.5 thì quyết định đầu ra Nếu 0.5 < x ≤ 0.625 thì quyết định đầu ra Nếu 0.625 < x ≤ 0.75 thì quyết định đầu ra Nếu 0.75 < x ≤ 0.875 thì quyết định đầu ra Nếu 0.875 < x ≤ 1 thì quyết định đầu ra Am = -7 Am= -5 Am =-3 Am = -1 Am = +1 Am= +3 Am= +5 Am = +7 000 001 010 011 100 101 110 111 TS = 6Tb BPS = 6 Hình 5.25. Sơ dồ sắp xếp chòm sao của các phương pháp điều chế số M =64 M =16 M = 4 M=2 0 Am 7 5 - 1 1 3 - 7 - 5 -3 1 - 1 - 3 - 5 - 7 7 5 3 Am BPS là số bit trên một ký hiệu. Ta có M là mức điều chế, thì BPS=log2M(bit). Đây cũng là một tham số dùng để đánh giá hiệu năng thông lượng của hệ thống. Để hiểu rõ cách sắp xếp, xem trong sơ đồ sau: Lưu đồ thuật toán Bắt đầu Nhập: -Các ký hiệu dùng trong mô phỏng -Các giá trị Eb/N0 -Khởi tạo mảng là một vectơ hàng có các phần tử là các mức Am Tạo các tín hiệu điều chế, sau đó cộng nhiễu vào tín hiệu điều chế ii= length(Eb/N0) So sánh các tín hiệu đã cộng nhiễu với tín hiệu điều chế ban đầu, từ đó phát hiện ra lỗi và đếm lỗi ii>length(Eb/N0) Đ S Tính BER và vẽ đồ thị BER theo mô phỏng và theo lý thuyết Xuất ra màn hình đồ thị BER Kết thúc Kết quả chương trình Hình 5.26. Đồ thị BER của phương pháp điều chế BPSK Hình 5.27. Đồ thị BER của phương pháp điều chế QPSK Hình 5.28. Đồ thị BER của phương pháp điều chế 16-QAM Hình 5.29. Đồ thị BER của phương pháp điều chế 64-QAM Nhận xét: *. Giá trị BER của các phương pháp điều chế Dựa vào kết quả mô phỏng trên ta thấy giá trị BER mô phỏng bằng phương pháp Monte Carlos là khác nhau cho mỗi phương pháp điều chế Ở hình 5.26 là giá trị BER của phương pháp điều chế BPSK, so với ba phương pháp còn lại thì phương pháp này có giá trị BER thấp nhất, có nghĩa là phương pháp này sẽ cho hiệu năng tốt nhất và ít gây ra lỗi nhất. Điều này cũng phù hợp trong lý thuyết, vì phương pháp này chỉ sử dụng một bit/symbol để truyền tin nên khả năng gây ra lỗi bit là rất thấp(số bit truyền tin là log2M=1; M là mức điều chế) Ở hình 5.27 là giá trị BER của phương pháp điều chế QPSK, phương pháp này có giá BER cao hơn phương pháp BPSK, nhưng số bit tin truyền cho một ký tự là 2/symbol (log2M= 2), lớn hơn BPSK. Trong WiMAX, để điều chế 4 mức, người ta sử dụng phương pháp QPSK, mà không sử dụng phương pháp 4-QAM vì điều chế 4-QAM phức tạp hơn và dễ gây ra lỗi hơn do phương pháp này làm thay đổi cả về pha lẫn biên độ. Ở hình 5.28 là giá trị BER của phương pháp điều chế 16-QAM, ở phương pháp này ta thấy rõ giá trị BER cao hơn hai phương pháp trên. Phương pháp này truyền được nhiều bit hơn, 4 bit/ symbol, nhưng chính vì vậy mà dễ gây ra lỗi hơn. Do đó, giá trị BER cao hơn. Ta cũng thấy rằng giá trị BER mô phỏng được lại rất khác so với giá trị BER tính toán trên lý thuyết. Ở hình 5.29 là giá trị BER của phương pháp điều chế 64-QAM, phương pháp này có giá trị BER cao nhất(≈ 100). Vì vậy, phương pháp này cho hiệu năng thấp nhất nhưng truyền được nhiều tin nhất trong các phương pháp điều chế còn lại. Giá trị mô phỏng lại càng khác xa với giá trị lý thuyết. Ở cả bốn đồ thị BER, ta thấy giá trị SNR(Eb/N0) càng tăng thì giá trị BER càng giảm. Điều này hoàn toàn phù hợp với lý thuyết, vì khi SNR tăng thì ít gây ra lỗi *.Hiệu quả sử dụng phổ của các phương pháp điều chế Hiệu quả sử dụng phổ của một hệ thống được đánh giá qua công thức sau: (5.3) Trong đó: (5.4) Rb là tốc độ bit trong một đơn vị thời gian, trong đó Rb được tính theo công thức sau đây: Như đã biết: M là số mức điều chế Ts là thời gian tồn tại một ký hiệu, giả sử TS=1s B là toàn bộ băng thông chiếm dụng của cả hệ thống Thế công thức (5.4) vào (5.3), ta có: (5.5) Theo công thức (5.5), ta thấy hiệu quả sử dụng phổ của một hệ thống phụ thuộc rất nhiều vào giá trị M, M càng lớn thì hiểu quả sử dụng phổ càng tăng. Mặt khác, theo công thức (5.4), ta thấy M càng lớn thì tốc độ truyền dữ liệu càng tăng lên 5.3.4. Tốc độ truyền dữ liệu của hệ thống WiMAX Theo như kết quả cho ở bảng 5.3, ta thấy tốc độ dữ liệu phụ thuộc rất nhiều vào phương pháp điều chế và tốc độ mã hóa. Bảng 5.3. Phương pháp tính tốc độ truyền của WiMAX Hình 5.. Nguyên tắc mô phỏng đo thông lượng của từng phương pháp Kết quả chương trình Nhận xét Dựa vào bảng trên, ta thấy tốc độ dữ liệu tăng khi sử dụng phương pháp điều chế nhiều mức và tốc độ mã hóa lớn nhưng dễ gây ra lỗi lớn. 5.4. Kết luận và hướng phát triển đề tài 5.4.1. Kết luận Tham số BER là một tham số quan trọng dùng để đánh giá chất lượng của hệ thống, vì vậy nó luôn được quan tâm đến trong quá trình thiết kế hệ thống. Việc mô phỏng để ước tính giá trị BER cho từng kênh truyền và các phương pháp điều chế của hệ thống giúp người thiết kế đánh giá đúng những ảnh hưởng của tác động bên ngoài đến kênh truyền, lựa chọn các phương pháp điều chế thích hợp cho từng điều kiện kênh truyền, thuận lợi hơn trong việc triển khai hệ thống trong thực tế Trong phạm vi đồ án này là tìm hiểu tổng quan về công nghệ WiMAX, các ảnh hưởng của nhiễu đến hệ thống này và các biện pháp khắc phục các ảnh hưởng này. Các kết quả mô phỏng trên hoàn toàn đúng với lý thuyết đưa ra. 5.4.2. Hướng phát triển đề tài Trong phạm vi đề tài này, em đã tìm hiểu những ảnh hưởng chủ yếu trong mạng truyền thông không dây nói chung cũng như trong WiMAX và các biện pháp để khắc phục trong WiMAX. Trong chương trình mô phỏng ảnh hưởng của pha-đinh; em chỉ giới hạn ảnh hưởng của hiện tượng Doppler cường độ tín hiệu tại máy thu, của kênh thay đổi theo thời gian đến biên độ tại máy thu, ảnh hưởng của kênh Rayleigh và Ricean gồm ba tia và mô hình kênh truyền đã được đơn giản hóa. Trong mô phỏng các phương pháp điều chế, em chỉ hạn chế trong bốn phương pháp điều chế thông dụng nhất thường dùng trong WiMAX. Do đó, đề tài này còn có thể phát triển theo nhiều hướng khác nhau để cho đề tài này gần với thực tế hơn. Hướng phát triển đề tài như sau: Mở rộng tìm hiểu các phương pháp điều chế số khác nhiều mức hơn; chẳng hạn như 256-QAM,v.v… Đi sâu tìm hiểu ảnh hưởng của hiện tượng Doppler đến chất lượng của hệ thống và biện pháp khắc phục, vì hiện tượng này có ảnh hưởng đáng kể đến mạng di động. Tìm hiểu kỹ hơn về biện pháp khắc phục lỗi bằng phương pháp ước lượng và cân bằng kênh ở phía thu vì phương pháp này rất quan trọng trong quá trình thực hiện AMC. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Nguyễn Văn Đức, “ Lý thuyết và các ứng dụng của kỹ thuật OFDM”, Nhà xuất bản Khoa học và Kỹ thuật- Hà Nội-2006. [2] TS. Lê Thanh Dũng-ThS. Lâm Văn Đà, “WiMAX di động, phân tích , so sánh với các công nghệ 3G”, Nhà xuất bản Bưu Điện- Hà Nội 2007. [3] Vladimir Bykovnikov,“The Advantages of SOFDMA for WiMAX”, Intel Corporation. [4] Jeffrey G. Andrews, Ph.D., “Fundamentals-of-wimax-understanding-broadband-wireless-networking”, Prentice Hall, ISBN 0-13-222552-2. [5] WIMAX forum, “WiMAX’s technology for LOS and NLOS environments ”. [6] RDW X-MobilityTM White Paper, “A WiMAX Compliant Technology”, September 6, 2007. [7] Theodore S. Rappaport “Wireless Communications Principles and Practice”, Prentice Hall, Inc, ISBN 0-13-375536-3. [8] Diplomarbeit, “Implementation of a WiMAX simulator in Simulink”, Amalia Roca, Vienna, February 2007. [9] Dr. Maha Elsabrouty, “Lecture 6: Wireless Networking” [10] ROHDE&SCHWARZ, “Introduction OFDM” PHỤ LỤC (tập đính kèm)