Đề tài Nghiên cứu về kỹ thuật điều chế OFDM

Contents Mở đầu Trong những năm gần đây, các dịch vụ viễn thông phát triển hết sức nhanh chóng đã tạo ra nhu cầu to lớn cho các hệ thống truyền dẫn thông tin. Mặc dù các yêu cầu kỹ thuật cho các dịch vụ này là rất cao song cần có các giải pháp thích hợp để thực hiện. Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) là một phương pháp điều chế cho phép truyền dữ liệu tốc độ cao trong các kênh truyền chất lượng thấp. OFDM đã được sử dụng trong phát thanh truyền hình số, đường dây thuê bao số không đối xứng, mạng cục bộ không dây. Với các ưu điểm của mình, OFDM đang tiếp tục được nghiên cứu và ứng dụng trong các lĩnh vực khác như truyền thông qua đường dây tải điện, thông tin di động, Wireless ATM ... OFDM là nằm trong lớp các kỹ thuật điều chế đa sóng mang. Kỹ thuật này phân chia dải tần cho phép thành rất nhiều dải tần con với các sóng mang khác nhau, mỗi sóng mang này được điều chế để truyền một dòng dữ liệu tốc độ thấp. Tập hợp của các dòng dữ liệu tốc độ thấp này chính là dòng dữ liệu tốc độ cao cần truyền tải. Các sóng mang trong kỹ thuật điều chế đa sóng mang là họ sóng mang trực giao. Điều này cho phép ghép chồng phổ giữa các sóng mang do đó sử dụng dải thông một cách có hiệu quả. Ngoài ra sử dụng họ sóng mang trực giao còn mang lại nhiều lợi thế kỹ thuật khác, do đó các hệ thống điều chế đa sóng mang đều sử dụng họ sóng mang trực giao và được gọi chung là ghép kênh theo tần số trực giao OFDM. Kỹ thuật OFDM lần đầu tiên được giới thiệu trong bài báo của R.W.Chang năm 1966 về vấn đề tổng hợp các tín hiệu có dải tần hạn chế khi thực hiện truyền tín hiệu qua nhiều kênh con. Năm 1971 Weistein và Ebert sử dụng biến đổi FFT và đưa ra Guard Interval cho kỹ thuật này. Tuy nhiên, cho tới gần đây, kỹ thuật OFDM mới được ứng dụng trong thực tế nhờ có những tiến bộ vượt bậc trong lĩnh vực xử lý tín hiệu số và kỹ thuật vi xử lý. ở Việt Nam hiện nay đang triển khai một số ứng dụng sử dụng kỹ thuật điều chế đa sóng mang OFDM như truyền hình số DVB-T, đường dây thuê bao không đối xứng ADSL và truyền thông qua đường dây tải điện PLC. Song song với việc triển khai các ứng dụng trên, cần có những nghiên cứu về kỹ thuật điều chế OFDM. Nội dung của đồ án đề cập tới các vấn đề: Tổng quan về các kỹ thuật điều chế trong truyền dẫn tín hiệu số. Nguyên lý cơ bản của điều chế đa sóng mang OFDM. Các kỹ thuật của OFDM như đồng bộ, cân bằng, khử tiếng vọng và mã hóa. Các ứng dụng của OFDM trong thông tin vô tuyến và hữu tuyến. Điều chế đa sóng mang là một kỹ thuật tương đối mới mẻ và phức tạp. Với thời gian và kiến thức còn hạn hẹp nên chắc chắn đồ án này còn nhiều thiếu sót, vì vậy em mong muốn nhận được sự đóng góp của các thầy cô và bạn bè đồng nghiệp. Nhân đây em xin chân thành cảm ơn thầy Kiều Tất Thành đã tận tình giúp đỡ chỉ bảo trong suốt quá trình thực hiện đồ án này. Giới thiệu về truyền dẫn số Sự ra đời của kỹ thuật số cùng với sự phát triển vượt bậc của công nghệ vi điện tử đã tạo nên những thay đổi kỳ diệu trên mọi mặt của đời sống xã hội. Đây thực sự là một cuộc cách mạng xã hội tiếp theo cuộc cách mạng công nghiệp giải phóng sức lao động của con người. Sở dĩ kỹ thuật số làm được điều đó là do tín hiệu số cho phép xử lý và lưu trữ một cách mạnh mẽ và linh hoạt. ở đây xin đề cập đến một khía cạnh rất quan trọng và góp phần tạo nên thành công của kỹ thuật số đó là truyền dẫn số. Truyền dẫn ở băng tần cơ sở BaseBand Trong truyền dẫn BaseBand tín hiệu được truyền dẫn ở dạng xung có phổ vô hạn và chiếm toàn bộ dải thông của đường truyền. Tín hiệu số Tín hiệu số là tập hợp của các bit {0,1} và được biểu diễn dưới dạng 0v và 5v với mức TTL. Tuy nhiên dạng tín hiệu này chỉ tồn tại trên các Bus của các bo mạch đơn lẻ hay Bus nội trong các IC mà không thể truyền dẫn đi xa. Để truyền dẫn tín hiệu số trên băng tần cơ sở BaseBand cần mã đường truyền Line Code với mục đích: Đưa vào độ dư bằng cách mã hóa các từ số liệu nhị phân thành các từ dài hơn. Các từ nhị phân dài hơn này sẽ có nhiều tổ hợp hơn do tăng số bit. Chúng ta có thể chọn những tổ hợp xác định có cấu trúc theo một quy luật từ mã hợp thành , cho phép tách thông tin định thời một cách dễ dàng hơn và giảm độ chênh lệch giữa các bit “0” và các bit “1” trong một từ mã. Việc giảm độ chênh lệch này dẫn đến giảm thành phần một chiều. Điều này là cần thiết vì không thể truyền thành phần một chiều của tín hiệu số đi được. ?Tuy nhiên việc tăng độ dài của từ mã nhị phân sẽ làm tăng tốc độ bít và do đó tăng độ rộng băng tần. Mã hóa tín hiệu nhị phân thành tín hiệu nhiều mức để giảm độ rộng băng tần. Loại mã hóa này quan trọng khi cần truyền số liệu tốc độ cao trên đường truyền có băng tần hạn chế. Việc giảm độ rộng băng tần cần thiết của kênh hoặc tăng tốc độ bit với một độ rộng băng tần đã cho sẽ cần phải tăng tỉ số tín hiệu trên tạp âm S/N để đạt được xác suất lỗi bít Ber cho trước. Bảo mật tin tức cho thông tin trên đường truyền. Không liên quan đến chất lượng truyền dẫn, nhưng tính bảo mật thông tin là một đặc tính rất quan trọng của mã đường truyền. Tạo phổ tín hiệu nhằm ứng dụng cho những mục đích như tách xung đồng hồ, giảm thành phần biên độ ở tần số 0Hz đến không, hoặc giảm các thành phần tần số cao và thấp trước khi lọc. Mã đường dây Line Code Các số nhị phân “0” và “1” truyền dẫn trên đường truyền dưới dạng tín hiệu xung nối tiếp được gọi là mã đường dây. Các loại mã đường dây có các đặc điểm sau: Chuyển mức về không ở giữa bit + Không chuyển mức NRZ (Non Return to Zero) + Có chuyển mức RZ (Return to Zero) Cực tính + Đơn cực UniPolar + Phân cực BiPolar Hình 11 Các mã đường dây cơ bản Do đó ta có các loại tín hiệu trên đường truyền với dạng tín hiệu và phổ của chúng như trên. Nhận xét: Để truyền đi xa cần công suất lớn. Để tách được tín hiệu Clk cần mật độ phổ khác 0 tại tần số f = R. Dải thông của kênh truyền tối thiểu bằng tần số đầu tiên mà tại đó mật độ phổ bằng 0 (First Null Bandwidth). Dựa vào các đặc điểm trên người ta tạo ra các loại mã đường truyền thích hợp với tốc độ dữ liệu và môi trường truyền dẫn (cáp đối xứng, cáp đồng trục hay cáp quang). Dưới đây là các loại mã đường dây sử dụng trong hệ thống phân cấp số của ITU: Tốc độ (Mbps) Mã đường dây 2.048 8.448 34.368 139.264 564.992 HDB3 HDB3 HDB3 CMI CMI 1.544 6.312 32.064 44.736 AMI, B8ZS B6ZS, B8ZS AMI (Scrambled) B3ZS Mã AMI (Alternate Mark Inversion) Mã AMI sử dụng mã 3 mức còn gọi là mã tam phân, trong đó mức giữa của tín hiệu được ứng dụng rộng rãi là điện áp 0. Mã có các mức điện áp ra là +V (ký hiệu là “+”), -V (ký hiệu là “-”) và mức điện áp 0 tương ứng với mức đất của hệ thống. Người ta gọi mã tam phân này là mã đảo dấu luân phiên AMI. Đây là một mã lưỡng cực, không trở về 0 hoặc có trở về 0 (NRZ hoặc RZ). Dãy mã thu được bằng cách: bit 0 tương ứng với mức điện áp 0 còn bit 1 tương ứng với mức + và - một cách luân phiên bất chấp số bít 0 giữa chúng. Hình 12 Dạng tín hiệu AMI Mã AMI có đặc điểm mật độ phổ rất nhỏ ở tần số thấp, mật độ phổ cực đại ở 1/2 tốc độ bit. Trong mã AMI các xung dương luân phiên nhau, do đó nếu có lỗi sinh ra trong hệ thống truyền dẫn do tạp âm xung hoặc xuyên âm sẽ gây ra bỏ sót một xung hoặc thêm một xung vào, cả hai trường hợp đó sẽ xuất hiện hai xung kề nhau cùng cực tính vi phạm luật lưỡng cực và hệ thống có thể dễ dàng phát hiện ra lỗi đó. Tuy nhiên với mã AMI, một dãy bit 0 liên tiếp có thể gây mất đồng bộ. Để khắc phục người ta phải ngẫu nhiên hóa (Scramble) trước khi truyền. Ngẫu nhiên hóa chuỗi bit được thực hiện bằng cách cộng modul-2 với một chuỗi giả ngẫu nhiên PRBS (Pseudo random bit sequence). Phía thu sẽ thực hiện giải ngẫu nhiên hóa (De-scramble) cũng bằng cách cộng modul-2 chuỗi bit thu được với chuỗi PRBS một cách đồng bộ. Mã CMI (Coded Mark Inversion) Mã CMI cũng tương tự như mã AMI Non return zero. Nhưng để tránh mất đồng bộ đo một dãy các bít 0 liên tiếp gây ra, mã CMI mã hóa bit 0 thành 2 mức điện áp - và + tương ứng với mỗi nửa chu kỳ bit Tb. Hình 13 Dạng tín hiệu CMI Như vậy có thể coi mã CMI là mã phân cực NRZ có t’CLK = 2tCLK được mã hóa như sau: bit 0 tương ứng với 01 còn bit 1 tương ứng với bit 00 và 11 luân phiên nhau. Mã HDB3 (High Density Bipolar-3) Mã HDB3 tương tự như mã AMI Return Zero. Nhưng để tránh mất đồng bộ do dãy các bit 0 gây ra, mã HDB3 mã hóa 4 bits 0 liên tiếp (0000) thành tổ hợp 000V hoặc B00V. Trong đó bit B (Balancing) tuân theo luật mã lưỡng cực sử dụng để chèn vào đầu 4 bits 0 liên tiếp để tránh 2 bit V kề nhau cùng cực tính, còn bit V (Violation) vi phạm luật mã lưỡng cực. Như vậy trong dòng mã HDB3 chỉ có tối đa 3 chu kỳ liên tiếp tín hiệu ở mức 0. Hình 14 Dạng tín hiệu HDB3 Mã BnZS (Bipolar with n-Zeros Substitution) Tương tự như HDB3, BnZS cũng là một cải tiến của AMI Return Zero để tránh mất đồng bộ do dãy các bits 0 liên tiếp. Nhưng cách thay thế các bit 0 của BnZS khác với HDB3: BnZS Binary Substitution B2ZS B3ZS B4ZS B6ZS B8ZS 00 000 0000 000000 00000000 0V 0VB 0V0B 0VB0VB 000VB0VB Truyền dẫn BroadBand Nếu như kênh truyền có dải thông cho phép nhất định, thì để phối hợp với kênh truyền này tín hiệu số phải được điều chế vào sóng mang có tần số thích hợp để cho phép truyền được qua băng thông của kênh. Kênh qua đó tín hiệu được truyền đi bị han chế về độ rộng băng đối với tần số trung tâm ở khoảng tần số sóng mang như trong điều chế song biên (DSB), hoặc ở bên cạnh sóng mang như trong điều chế đơn biên (SSB). Nếu độ rộng băng tần của các tín hiệu và các kênh nhỏ hơn nhiều tần số sóng mang, chúng được hiểu là các tín hiệu băng hẹp. Kỹ thuật điều chế số có thể làm thay đổi biên độ, pha, tần số của sóng mang thành từng mức gián đoạn. Mặc dù có nhiều phương thức điều chế, nhưng việc phân tích các phương thức này tùy thuộc chủ yếu vào dạng kiểu điều chế và tách sóng. Có hai dạng chính là: loại kết hợp và loại không kết hợp. Loại kết hợp hay còn gọi là tách sóng đồng bộ được sử dụng trong điều chế dịch pha PSK (Phase Shift Keying). Loại không kết hợp hay còn gọi là tách sóng đường bao được sử dụng trong điều chế dịch biên độ ASK (Amplitude Shift Keying) và điều chế dịch tần số FSK (Frequency Shift Keying) Amplitude Shift Keying Điều chế khóa dịch biên độ ASK làm thay đổi biên độ của sóng mang vc(t) theo tín hiệu số vd(t). Nếu: Thì: Và ta có dạng tín hiệu ASK với tín hiệu nhị phân 1011001 như sau: Hình 15 Tín hiệu ASK Theo biến đổi Fourier ta có: Mặt khác ta có Do đó: Như vậy phổ của tín hiệu ASK gồm thành phần sóng mang wc, thành phần mang tin tức wc ± w0 và các thành phần hài bậc 3 , 5 , 7 ... Hình 16 Phổ của tín hiệu ASK ASK có thể được điều chế 2 hay M mức, gọi là M-ASK với M = 2k . Khi đó mỗi trạng thái của tín hiệu được gọi là 1 baud. ASK có thể giải điều chế kết hợp (tách sóng đồng bộ) hay giải điều chế không kết hợp (tách sóng đường bao). Kiểu điều chế này chỉ thích hợp với tốc độ nhỏ. Frequency Shift Keying Điều chế khóa dịch tần số FSK được thực hiện bằng cách dịch tần số sóng mang đi một lượng nhất định tương ứng với tín hiệu số đưa và điều chế. Trong FSK hai trạng thái ta có hai sóng mang với tần số khác nhau: Tín hiệu điều chế có dạng Do đó tín hiệu FSK tương ứng có dạng sau: Hình 17 Dạng tín hiệu FSK Như vậy: ở trên ta đã có: Do đó Tương tự trên, cuối cùng ta được: Như vậy dạng phổ của tín hiệu FSK giống như dạng phổ của tín hiệu ASK nhưng với hai thành phần sóng mang có tần số f1 và f2, và khoảng cách giữa chúng là fs. Hình 18 Phổ của tín hiệu FSK FSK có thể được điều chế 2 hay M mức. Phương pháp khóa dịch tần số FSK được dùng khá rộng rãi trong các modem truyền số liệu tốc độ thấp theo các chuẩn V21, V22, V24. Phase Shift Keying Phương pháp điều chế khóa dịch pha PSK sử dụng đặc tính pha của sóng mang để điều chế tin tức. Xét trường hợp đơn giản với PSK hai trạng thái. Như vậy nếu biểu diễn tín hiệu số vd(t) dưới dạng lưỡng cực ta có biểu thức: Hình 19 Tín hiệu PSK Biến đổi Fourier của tín hiệu số lưỡng cực có dạng sau: Do đó: Mặt khác ta có: Suy ra: Như vậy phổ của tín hiệu PSK chỉ chứa thành phần mang tin tức và các hài bậc 3, 5, 7, ... mà không có thành phần sóng mang. Dưới đây là dạng phổ của tín hiệu PSK: Hình 110 Phổ của tín hiệu PSK PSK được sử dụng khá phổ biến trong điều chế số. Để truyền dẫn số liệu tốc độ cao, người ta thường dùng PSK M mức. Trong đó phổ biến là 4-PSK (QPSK) và 8-PSK tương ứng với 2 và 3 bits trong một baud. Các bit được sắp xếp theo mã Gray tức là 2 baud cạnh nhau chỉ sai khác một bit. Quadrature Amplitude Modulation Phương pháp điều chế khóa dịch pha có sóng mang trực pha QAM có thể coi là kết hợp của hai phương pháp điều chế PSK và ASK bởi vì phương pháp này sử dụng cả biên độ và pha của sóng mang để điều chế tín hiệu. Do sử dụng cả biên độ và pha của sóng mang để điều chế tín hiệu nên QAM cho phép số trạng thái tín hiệu lớn. Người ta thường dùng 16-QAM và 64-QAM tương ứng với 4 và 6 bit trong một baud. Các bit được sắp xếp theo mã Gray tức là hai tổ hợp cạnh nhau chỉ sai khác 1 bit. Cách sắp xếp này làm giảm xác suất lỗi ở phía thu. Hình 111 QAM - 16 mức Điều chế QAM cho phép tăng dung lượng kênh thông tin, nhưng không làm tăng dải thông của kênh truyền. Do đó QAM thích hợp cho các ứng dụng tốc độ cao. Giới thiệu về OFDM Kỹ thuật ghép kênh theo tần số FDM (Frequency Division Multiplexing) đã được sử dụng từ hơn một thế kỷ nay để truyền nhiều tín hiệu tốc độ chậm, ví dụ như điện báo, qua một kênh có băng thông rộng bằng cách sử dụng các sóng mang có tần số khác nhau cho mỗi tín hiệu. Để phía thu có thể tách được các tín hiệu bằng cách sử dụng các bộ lọc thì phải có khoảng cách giữa phổ của các sóng mang. Phổ của các tín hiệu không sát nhau gây nên lãng phí băng thông và do đó hiệu suất sử dụng băng thông của FDM là khá thấp. Điều chế đa sóng mang tương tự như FDM, song thay vì truyền các bản tin riêng rẽ, các sóng mang sẽ được điều chế bởi các bit khác nhau của một bản tin tốc độ cao. Bản tin này có thể ở dạng song song hoặc nối tiếp sau đó được chuyển đổi nối tiếp - song song để truyền đi trên các sóng mang. Có thể so sánh điều chế đa sóng mang với điều chế đơn sóng mang sử dung cùng một kênh như sau: Điều chế đa sóng mang nếu sử dụng nhiều bộ thu phát thì sẽ phức tạp và giá thành cao. Mỗi sóng mang sẽ truyền một bản tin con, tổng của các bản tin con này cho bản tin cần truyền đi có tốc độ nhỏ hơn bản tin được truyền bởi một sóng mang duy nhất cùng sử dụng kênh đó bởi vì hệ thống đa sóng mang cần các khoảng bảo vệ để tránh nhiễu giữa các sóng mang con. Mặt khác hệ thống đơn sóng mang dễ bị giao thoa giữa các ký hiệu inter-symbol interference (nhiễu ISI) bởi vì khoảng thời gian của các symbol là ngắn và méo lớn sinh ra trên băng tần rộng, so với khoảng thời gian dài của symbol và băng tần hẹp của hệ thống đa sóng mang. Trước khi phát triển kỹ thuật cân bằng, điều chế đa sóng mang được sử dụng để truyền dẫn tốc độ cao mặc dù giá thành cao và hiệu suất sử dụng băng thông thấp. Giải pháp đầu tiên cho vấn đề hiệu suất sử dụng băng thông của điều chế đa tần có lẽ là hệ thống “Kinepiex”. Hệ thống Kinepiex được phát triển bởi Collins Radio để truyền dữ liệu trên kênh vô tuyến cao tần (HF) nhằm chống lại nhiễu nhiều đường multi-path. Trong hệ thống này, cứ 20 tones được điều chế 4-PSK vi sai vào một sóng mang. Phổ của các sóng mang này có dạng sin(kf)/f và do đó có thể ghép chồng phổ. Giống như OFDM hiện nay, các tones được để cách nhau tại những khoảng tần số gần như bằng với tốc độ tín hiệu và có khả năng phân tách ra ở máy thu. Hệ thống đa sóng mang này được gọi tên là Multi-tone. Hệ thống multi-tone tiếp theo sử dụng điều chế 9-QAM cho mỗi sóng mang và phát hiện tương quan ở phía thu. Khoảng các giữa các sóng mang bằng với tốc độ symbol cho hiệu suất sử dụng dải thông tối ưu. Hệ thống này còn sử dụng phương pháp mã hoá đơn giản trong miền tần số. Hình 112 Hệ thống OFDM ban đầu Đóng góp cơ bản cho sự phát triển của OFDM đó là việc ứng dụng biến đổi Fourier (FT) vào điều chế và giải điều chế tín hiệu. Kỹ thuật này phân chia tín hiệu ra thành từng khối N số phức. Sử dụng biến đổi Fourier ngược IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) cho mỗi khối và truyền nối tiếp. Tại phía thu, bản tin gửi đi được phục hồi lại nhờ biến đổi Fourier FFT (Fast Fourier Transform) các khối tín hiệu lấy mẫu thu được. Phương pháp điều chế OFDM này được đề cập đến với cái tên Điều chế đa tần rời rạc DMT (Discrete Multi-Tone). Phổ của tín hiệu DMT trên đường truyền giống hệt phổ của N tín hiệu điều chế QAM với khoảng cách của N tần số sóng mang bằng tốc độ tín hiệu như đã đề cập ở trên. Trong đó mỗi sóng mang được điều chế QAM với một số phức. Phổ của mỗi tín hiệu QAM có dạng sin(kf)/f như của hệ thống OFDM ban đầu. Hình 113 Hệ thống OFDM sử dụng FFT Hình 114 Chồng phổ trong OFDM Tuy nhiên biến đổi IDFT với N số phức sẽ cho giá trị phức có cả phần thực và phần ảo. Mà khi truyền ta chỉ truyền phần thực. Điều này có thể thực hiện bằng cách thêm N số phức liên hợp vào khối N số phức ban đầu. Biến đổi IDFT cho khối 2N số phức liên hợp sẽ cho 2N số thực để truyền đi đại diện cho mỗi khối, chúng tương đương với N số phức. Ưu điểm nổi bật nhất của điều chế đa tần rời rạc là tính hiệu quả của biến đổi Fourier nhanh FFT. Một phép biến đổi FFT cho N điểm chỉ cần Nlog2N phép nhân so với N2 phép nhân trong biến đổi Fourier thông thường. Hiệu quả của biến đổi FFT đặc biệt tốt khi N là luỹ thừa của 2, tuy nhiên điều này không phải là bắt buộc. Bởi vì sử dụng biến đổi FFT nên hệ thống DMT yêu cầu ít phép tính trên một đơn vị thời gian hơn hệ thống điều chế đơn sóng mang tương đương có sử dụng bộ cân bằng. Trong một thời gian dài, kỹ thuật OFDM và đặc biệt DMT đã được nghiên cứu đưa vào nhiều ứng dụng. Một vài modem OFDM âm tần đã được chế tạo. Nhưng chúng không thành công trong việc thương mại hóa sản phẩm chúng chưa được tiêu chuẩn hóa. DMT đã được chấp nhận là chuẩn cho truyền số liệu qua đường dây thuê bao số bất đối xứng ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line). Kỹ thuật này cho phép truyền dữ liệu tốc độ cao (hàng Mbps) từ bưu điện tới thuê bao qua đôi cáp đồng thông thường. Kỹ thuật OFDM đặc biệt thành công trong các ứng dụng vô tuyến, nơi mà OFDM thể hiện được nhiều nhất các ưu điểm của mình. Đó là tính chống lại ảnh hưởng của nhiễu do phản xạ nhiều đường Multipath, chống lại pha đinh lựa chọn tần số SF (selective fading). Kỹ thuật điều chế OFDM kết hợp với các phương pháp mã hóa và xáo trộn (interleaving) thích hợp cho phép truyền dữ liệu tốc độ cao qua kênh vô tuyến với độ tin cậy cao. Hình 115 Hệ thống OFDM dùng trong các ứng dụng vô tuyến Kỹ thuật OFDM cho phép thiết lập mạng đơn tần SFN (Single Frequency Network) dùng trong phát thanh và truyền hình số. Trong mạng đơn tần nhiều trạm phát khác nhau sẽ phát cùng một tín hiệu một cách đồng bộ để phủ sóng một vùng rộng lớn trên cùng một tần số. ở phía thu tín hiệu nhận được từ nhiều trạm phát tương đương với nhiễu do phản xạ nhiều đường và không gây ảnh hưởng tới hệ thống sử dụng kỹ thuật OFDM. Một ứng dụng khác của OFDM là truyền dữ liệu tốc độ cao trong mạng LAN không dây (Wireless LAN). Trong wireless LAN trễ truyền dẫn là nhỏ nhưng với tốc độ cao tới hàng chục Mbps thì khoảng thời gian trễ là lớn so với chu kỳ symbol. Trong trường hợp này, kỹ thuật điều chế đa sóng mang OFDM được sử dụng. Hy vọng kỹ thuật OFDM sẽ còn được nghiên cứu và áp dụng trong nhiều ứng dụng khác trong thời gian tiếp theo. Nguyên lý cơ bản của OFDM OFDM bắt nguồn từ kỹ thuật phân kênh theo tần số (FDM), một kỹ thuật đã được biết tới và sử dụng rộng rãi. FDM cho phép nhiều bản tin được truyền đi trên một kênh truyền vô tuyến. Do vậy FDM được xếp vào phương thức truyền dẫn đơn sóng mang. Một ví dụ đơn giản của FDM là việc sử dụng tần số khác nhau cho các trạm vô tuyến biến điệu tần số. Tất cả các trạm phát đồng thời nhưng không gây nhiễu lẫn nhau do các trạm này phát đi các sóng mang có tần số khác nhau. Dải thông các tín hiệu này được đặt cách nhau một khoảng tần số sao cho tại phía thu bộ lọc thông dải phân biệt được tín hiệu cần thu, lọc bỏ tín hiệu của các sóng mang khác. Điều này có nghĩa là giữa các sóng mang có một khoảng tần số không được sử dụng để truyền tin tức. Sau khi qua bộ lọc, tín hiệu thu được sẽ được giải điều chế để nhận được tin tức cần thu. Như vậy có thể thấy không có sự chồng phổ của các tín hiệu trong miền tần số. Khác với FDM, trong kỹ thuật OFDM một bản tin được truyền đi trên một số Nn sóng mang con (Nn có thể điều chỉnh được tuỳ theo độ lớn của bản tin), thay vì một sóng mang duy nhất như kỹ thuật FDM. Khái niệm sóng mang con hoàn toàn giống với khái niệm sóng mang mà ta đã đề cập, điểm khác biệt duy nhất là các sóng mang con này có dải thông nhỏ hơn nhiều so với các sóng mang sử dụng trong FDM. Nn sóng mang con này tạo thành một nhóm, ta tạm gọi là tín hiệu OFDM. Dải phổ của toàn hệ thống sẽ bao gồm rất nhiều các nhóm như vậy, số sóng mang con trong mỗi nhóm có thể tuỳ biến. Các sóng mang con trong một nhóm được đồng bộ cả về thời gian và tần số, làm cho việc kiểm soát nhiễu giữa chúng được thực hiện rất chặt chẽ. Các sóng mang con này có phổ chồng lấn lên nhau trong miền tần số mà không gây ra ICI do tính trực giao giữa chúng được bảo đảm. Việc chồng phổ này làm tăng đáng kể hiệu quả sử dụng dải tần. Trong kỹ thuật FDM, không có sự đồng bộ giữa các sóng mang với nhau nên các sóng mang có thể được điều chế theo cả 2 phương thức: tương tự và số. Trong OFDM, các sóng mang con được đồng bộ với nhau nên chỉ sử dụng phương thức điều chế số. Một ký tự (symbol) OFDM được hiểu là một nhóm các bit được truyền một cách song song. Trong miền tần số, các symbol này tồn tại dưới dạng các khối phổ riêng rẽ. Trong từng khối có sự chồng phổ giữa các sóng mang và tính trực giao trong từng khối luôn luôn được đảm bảo. Trực giao trong OFDM Tín hiệu được gọi là trực giao với nhau nếu chúng độc lập với nhau. Trực giao là một đặc tính cho phép nhiều tín hiệu mang tin được truyền đi trên kênh truyền thông thường mà không có nhiễu giữa chúng. Mất tính trực giao giữa các tín hiệu sẽ gây ra sự rối loạn giữa các tín hiệu, làm giảm chất lượng thông tin. Có rất nhiều kỹ thuật phân kênh liên quan đến vấn đề trực giao. Kỹ thuật phân kênh theo thời gian (TDM) truyền một lúc nhiều bản tin trên một kênh bằng cách cấp cho mỗi bản tin một khe thời gian. Trong suốt thời gian truyền một khe thời gian, chỉ có một bản tin duy nhất được truyền. Bằng cách truyền không đồng thời các bản tin như vậy ta đã tránh được nhiễu giữa chúng. Các bản tin có thể được xem như là đã trực giao với nhau, trực giao về mặt thời gian. Kỹ thuật FDM đạt tới sự trực giao giữa các tín hiệu trong miền tần số bằng cách cấp cho mỗi tín hiệu một tần số khác nhau và có một khoảng trống tần số giữa dải thông của 2 tín hiệu. OFDM đạt được sự trực giao bằng cách điều chế tín hiệu vào một tập các sóng mang trực giao.Tần số gốc của từng sóng mang con sẽ bằng một số nguyên lần nghịch đảo thời gian tồn tại symbol. Như vậy, trong thời gian tồn tại symbol, mỗi sóng mang sẽ có một số nguyên lần chu kỳ khác nhau. Như vậy mỗi sóng mang con sẽ có một tần số khác nhau, mặc dù phổ của chúng chồng lấn lên nhau nhưng chúng vẫn không gây nhiễu cho nhau Hình sau sẽ cho thấy cấu trúc của một tín hiệu OFDM với 4 sóng mang con. Hình 21 Cấu trúc trong miền thời gian của một tín hiệu OFDM Trong đó, hình (1a), (2a), (3a) và (4a) là các sóng mang con thành phần, với số chu kỳ tương ứng là 1, 2, 3, và 4. Pha ban đầu các sóng mang con này đều bằng 0. Hình (1b), (2b), (3b), (4b) tương ứng là FFT của các sóng mang con trong miền thời gian. Hình (4a) và (4b) cuối cùng là tổng của 4 sóng mang con và kết quả FFT của nó. Về mặt toán học, các sóng mang con trong một nhóm gọi là trực giao với nhau nếu chúng thoả mãn : Công thức trên được hiểu là tích phân lấy trong chu kỳ một symbol của 2 sóng mang con khác nhau thì bằng 0. Điều này có nghĩa là ở máy thu các sóng mang con không gây nhiễu lên nhau. Nếu các sóng mang con này có dạng hình sin thì biểu thức toán học của nó sẽ có dạng : Trong đó: f0 chính là khoảng cách tần số giữa các sóng mang con N số sóng mang con trong một symbol ? T thời gian tồn tại của symbol Nf0 sẽ là sóng mang con có tần số lớn nhất trong một symbol Dạng phổ của các sóng mang con dạng sin này sau khi được điều chế sẽ giống như hình sau. Lưu ý rằng nếu các sóng mang con trên chưa được điều chế thì dạng phổ của chúng chỉ bao gồm thành phần phổ tại tần số trung tâm. Hình 22 Phổ của họ sóng mang trực giao Ta có thể nhận thấy rằng phổ của các sóng mang con tại tần số trung tâm của sóng mang con khác thì bằng 0. Trong kỹ thuật điện tử, tín hiệu truyền đi được biểu diễn bởi một dạng sóng điện áp hoặc dòng điện theo thời gian, ta gọi chung là sóng mang. Sóng mang này thường có dạng hình sin. Sau khi được điều chế tin tức, trong sóng mang không chỉ tồn tại duy nhất một tần số mà là một tổ hợp gồm: tần số trung tâm của sóng mang và các hài. Mức tương đối của một tần số khi so sánh với một tần số khác được cho bởi phổ điện áp hoặc dòng điện. Phổ này có được bằng phép biến đổi Fourier dạng sóng mang trong miền thời gian. Về mặt lý thuyết, để đạt được giá trị phổ chính xác thì phải quan sát dạng sóng mang trên toàn bộ miền thời gian (-Ơ á Ơ), tức là phải thực hiện phép biến đổi Fourier trên toàn bộ miền thời gian, tại vô hạn điểm. Không một hệ thống kỹ thuật nào có thể làm được điều này. Thực tế cho thấy chỉ cần thực hiện phép biến đổi Fourier tại một số hữu hạn điểm là có thể khôi phục được dạng sóng mang mà không làm mất đi bản chất của tin tức. Phép biến đổi Fourier tại một số hữu hạn điểm được gọi là phép biến đổi Fourier rời rạc (DFT-Discrete Fourier Transform). Quá trình khôi phục dạng sóng mang từ phổ của nó được gọi là phép biến đổi Fourier ngược. Như đã trình bày ở trên, tín hiệu OFDM gồm một nhóm các sóng mang con dạng hình sin trong miền thời gian. Trong miền tần số các sóng mang con này có dạng sinc (sin cardinal), hay sin(x)/x. Dạng sinc có một búp chính và các búp phụ có giá trị giảm dần về 2 phía tần số trung tâm của sóng mang con. Mỗi sóng mang con có một giá trị đỉnh tại tần số trung tâm và bằng 0 cứ sau mỗi khoảng tần số bằng khoảng cách tần số giữa các sóng mang con (f0). Tính trực giao giữa các sóng mang thể hiện ở chỗ, tại đỉnh của một sóng mang con bất kỳ trong nhóm thì các sóng mang con khác bằng 0. ở phía thu, khi dùng DFT để tách sóng tín hiệu OFDM thì phổ của nó không còn là liên tục mà là các mẫu rời rạc. Các mẫu đó được biểu diễn bởi các khuyên tròn (o) trên hình vẽ. Nếu DFT được đồng bộ thời gian thì tần số mẫu của DFT sẽ tương ứng với đỉnh của các sóng mang con. Và như vậy thì sự chồng phổ của các sóng mang con không ảnh hưởng đến máy thu. Giá trị đỉnh của một sóng mang con tương ứng với giá trị 0 của các sóng mang con khác, tính trực giao giữa các sóng mang được bảo đảm. Hình 23 Phổ của 1 tín hiệu OFDM có 5 sóng mang con Trong đó (a) là phổ của từng sóng mang con và điểm lấy mẫu tại máy thu, (b) là đáp ứng tổng hợp của 5 sóng mang con. Thu phát tín hiệu OFDM Hình 24 Sơ đồ khối thu phát OFDM Đặc thù của tín hiệu OFDM là nó hoàn toàn được tạo ra trong miền số, do rất khó để chế tạo các máy thu phát khóa pha dải rộng trong miền tương tự. Tại khối phát, dữ liệu số sau khi được điều chế vào các sóng mang được đem đi thực hiện phép biến đổi Fourier để tạo sự trực giao giữa các sóng mang. Trong thực tế người ta dùng phép biến đổi Fourier nhanh (FFT) cho bước này. FFT là một dạng biến đổi Fourier rời rạc (DFT) nhưng cho hiệu quả tính toán cao hơn nên được dùng trong các hệ thống thực tế. Sau khi đã tạo được sự trực giao giữa các sóng mang, các sóng mang này lại được chuyển về miền thời gian bằng IFFT để truyền đi. Lúc này ta đã tạo được một tín hiệu OFDM gồm một nhóm các sóng mang trực giao với nhau trong miền thời gian. Lưu ý, tín hiệu OFDM mới chỉ ở băng tần cơ sở, cần được chuyển lên tới tần số được lựa chọn để truyền đi. Khối thu thực hiện quá trình ngược lại khối phát. Tín hiệu OFDM thu từ anten được chuyển về băng tần cơ sở để xử lý. Tín hiệu này sau đó được qua FFT để phân tích tín hiệu trong miền tần số. Pha và biên độ của các sóng mang con được nhận diện và được chuyển thành dữ liệu số cần thu. Chuyển đổi nối tiếp song song (Serial to Parallel) Dữ liệu số thường ở dạng một chuỗi các bit liên tiếp. Trong hệ thống OFDM, mỗi symbol thường mang từ 40 – 4000 bits, do đó bước chuyển đổi nối tiếp song song là cần thiết để đặt các bit thông tin lên OFDM symbol. Số bit thông tin trên một symbol phụ thuộc vào phương thức điều chế và số sóng mang con. Ví dụ, ta sử dụng phương thức điều chế 16-QAM, như vậy mỗi sóng mang sẽ mang 4 bits thông tin, và số sóng mang con sử dụng là 100 thì số bit thông tin trên một symbol sẽ là 4´100 = 400 (bits). Chú ý rằng nếu ta dùng phương thức điều chế thích nghi (Adaptive Modulation) thì số bit thông tin trên từng sóng mang con có thể không giống nhau. Tại phía thu quá trình ngược lại, chuyển đổi song song nối tiếp, sẽ được thực hiện để chuyển dữ liệu về dạng nối tiếp như ban đầu. Khi tín hiệu OFDM truyền trong môi trường đa đường, do pha đinh chọn lựa tần số sẽ xuất hiện những nhóm sóng mang con bị suy giảm nghiêm trọng tới mức gây ra lỗi bit tại phía thu. Các điểm trũng trong đáp ứng tần số của kênh truyền có thể làm cho thông tin trên một số sóng mang lân cận nhau bị phá huỷ, kết quả là có một cụm các bit liền nhau bị lỗi. Nếu như cụm bit lỗi này không quá lớn, nằm trong tầm kiểm soát của bộ sửa lỗi ở phía thu thì vấn đề sẽ chẳng đáng ngại. Nhưng thực tế, các cụm bit lỗi này lại thường khá lớn, trong khi khả năng kiểm soát của bộ sửa lỗi lại rất hạn chế, vả lại việc cải thiện khả năng sửa lỗi thường rất tốn kém. Một ý tưởng đơn giản và dễ thực hiện để giải quyết vấn đề này đó là: nếu như các cụm bit lỗi này gồm các bit không lân cận nhau thì khi chuyển đổi song song sang nối tiếp ở phía thu, các bit lỗi này sẽ nằm rải rác, và như vậy ta đã tránh được các cụm bit lỗi lớn. Do đó ở hầu hết các hệ thống thực tế, người ta đều sử dụng một bộ xáo trộn bit hay còn gọi là cài xen (interleaving) như là một phần của quá trình chuyển đổi nối tiếp song song. Thay vì truyền các bit tuần tự theo vị trí của chúng trong chuỗi bit thông tin đầu vào, ta truyền chúng không theo thứ tự, rồi sau đó lại sắp xếp chúng đúng thứ tự ở phía thu. Điều chế sóng mang phụ Các sóng mang phụ sau khi được cấp phát các bit thông tin để truyền đi, chúng sẽ được điều chế pha và biên độ bằng các phương thức điều chế thích hợp. Lúc này sóng mang được biểu diễn bằng vector IQ. Quá trình điều chế vào các sóng mang con thực chất là quá trình ánh xạ các bit thông tin theo một sơ đồ điều chế (Constellation) cụ thể. Do đó quá trình này còn gọi là Mapping. Tại máy thu, thực hiện việc giải mã vectơ IQ thành từ mã ban đầu. Trong quá trình truyền, nhiễu và méo của kênh truyền làm cho các vectơ IQ thu nhận được không rõ nét, do đó có thể gây lỗi nhận diện từ mã. Do đó với mỗi phương thức điều chế sẽ cần một tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhất định. Ví dụ với phương thức điều chế 16-QAM, khi đó tỷ số tín hiệu trên tạp âm cho phép là S/N = 18dB. Chuyển đổi từ miền tần số sang miền thời gian Sau giai đoạn điều chế sóng mang con, ta đã ấn định được cho mỗi sóng mang con một biên độ và pha dựa trên các bit thông tin được truyền đi và phương thức điều chế sóng mang được sử dụng, những sóng mang con không truyền tin sẽ có biên độ bằng 0. Đây là bước xây dựng tín hiệu OFDM trong miền tần số. Để truyền được thì tín hiệu OFDM phải được chuyển về miền thời gian bằng IFFT. Trong miền tần số, mỗi điểm rời rạc mà tại đó ta thực hiện IFFT tương ứng với một sóng mang con. Các sóng mang con có biên độ bằng không sẽ được sử dụng như dải bảo vệ Hình 25 Tạo tín hiệu OFDM, giai đoạn IFFT Điều chế tần số vô tuyến (RF Modulation) Tín hiệu OFDM được tạo ra sau giai đoạn IFFT mới chỉ ở tần số cơ sở, tín hiệu này còn phải được nâng lên tần số cao hơn để phục vụ cho việc truyền dẫn. Bước này có thể áp dụng kỹ thuật tương tự hoặc kỹ thuật chuyển đổi số. Cả 2 kỹ thuật đều có các thao tác giống nhau, tuy nhiên điều chế số có xu hướng chính xác hơn do độ chính xác trong việc phối ghép 2 kênh I&Q, mặt khác kỹ thuật điều chế số cho giá trị pha chính xác hơn. Hình 26 Điều chế tần số vô tuyến tín hiệu OFDM băng cơ sở sử dụng kỹ thuật tương tự Hình 27 Điều chế tần số vô tuyến tín hiệu OFDM băng cơ sở sử dụng kỹ thuật số (DDS - Tổng hợp số trực tiếp) Khoảng bảo vệ GI (Guard Interval) Với một dải thông cho trước, tốc độ symbol của một tín hiệu OFDM nhỏ hơn nhiều so với tốc độ symbol của một sóng mang trong hệ thống đơn sóng mang. Nếu sử dụng phương thức điều chế BPSK thì tốc độ symbol sẽ bằng với tốc độ bit. Như ta đã biết, dải thông của một tín hiệu OFDM sẽ bằng dải thông cho trước ở trên chia cho N sóng mang con. Do vậy tốc độ bit của một tín hiệu OFDM sẽ nhỏ hơn N lần tốc độ bit trên một sóng mang trong hệ thống đơn sóng mang. Tốc độ symbol trên sóng mang con thấp tạo cho OFDM có khả năng chịu ISI rất tốt. Tuy nhiên, còn có thể cải thiện hơn nữa khả năng chịu ISI của hệ thống OFDM bằng cách chèn thêm các dải bảo vệ vào trước mỗi symbol . Dải bảo vệ của mỗi symbol là một phần bản sao của chính symbol đó, có thể là phần đầu hoặc phần cuối hoặc cả 2 phần của chính symbol đó. Thường thì người ta hay dùng phần cuối của symbol làm dải bảo vệ cho symbol đó. Khi đó khoảng bảo vệ GI được gọi là CP (Cyclic Prefix). Chèn thêm dải bảo vệ làm thời gian truyền của symbol tăng lên, do đó làm tăng khả năng chịu ISI. Như đã đề cập ở trên, mỗi sóng mang con mang một phần tin tức của 1 symbol, dùng một phần symbol làm dải bảo vệ còn tạo cho việc truyền dẫn được liên tục, không có sự ngắt quãng giữa các symbol. Hơn nữa, dải bảo vệ còn cho phép giảm lỗi do sự xê dịch thời gian ở máy thu. Chống lỗi do dịch thời gian Để giải mã tín hiệu OFDM, máy thu phải thực hiện FFT với từng symbol để lấy ra được biên độ và pha của sóng mang con. Với các hệ thống OFDM có tốc độ lấy mẫu như nhau cho cả máy phát và thu, thì kích thước FFT phải như nhau cho cả tín hiệu phát và tín hiệu thu nhằm duy trì được tính trực giao giữa các sóng mang con. Do chèn thêm dải bảo vệ mỗi symbol thu được có thời gian lấy mẫu là TG + TFFT, trong khi máy thu chỉ cần giải mã tín hiệu trong khoảng thời gian TFFT. Do đó khoảng thời gian TG là thừa. Với một kênh truyền lý tưởng không có trễ truyền dẫn, máy thu sẽ không gặp phải bất kỳ sự xê dịch nào về mặt thời gian và vẫn lấy mẫu chính xác mà không cần bất kỳ một khoảng ngăn cách nào giữa các symbol. Tuy nhiên, trong thực tế không có kênh truyền nào là lý tưởng, trên mọi kênh truyền luôn luôn có trễ truyền dẫn. Dải bảo vệ sẽ chuyển đổi các xê dịch về mặt thời gian này thành sự quay pha của các sóng mang con trong tín hiệu thu được. Lượng quay pha này tỷ lệ với tần số của sóng mang con. Giả sử lượng thời gian xê dịch là như nhau với các symbol khác nhau, khi đó lượng di pha do sự xê dịch thời gian dễ dàng được loại bỏ bởi bước cân bằng kênh truyền. Trong môi trường đa đường, dải bảo vệ càng lớn thì ISI càng được loại bỏ nhiều, lỗi do sự xê dịch thời gian càng được giảm thiểu. Chống nhiễu giữa các symbol (ISI) Trong một tín hiệu OFDM, biên độ và pha của một sóng mang con phải được giữ không đổi trong suốt thời gian truyền một symbol nhằm duy trì được sự trực giao giữa các sóng mang con. Nếu biên độ và pha của sóng mang con bị biến đổi trong thời gian truyền của symbol thì dạng phổ của sóng mang con không còn là dạng sinc nữa, dẫn đến các điểm 0 trong dạng phổ sẽ không xuất hiện tại các tần số trung tâm của các sóng mang con, gây ra nhiễu giữa các sóng mang con (ICI). Tại biên giới giữa các symbol, biên độ và pha thay đổi đột ngột tới giá trị mới tương ứng với symbol mới. Trong môi trường đa đường, ISI sẽ gây ra sự phân tán năng lượng giữa các symbol với nhau, do đó sẽ có sự thay đổi nhất thời của pha và biên độ sóng mang con tại thời điểm bắt đầu của symbol. Có nghĩa là biên độ và pha của sóng mang con tại thời điểm bắt đầu symbol sẽ nhỏ hơn hoặc lớn hơn biên độ và pha thực sự của nó. Biên độ và pha này sẽ liên tục thay đổi dưới sự tác động của các thành phần đa đường. Thời gian tồn tại của sự thay đổi nhất thời này tỷ lệ với trễ truyền dẫn của kênh truyền. Nếu trễ truyền dẫn không vượt quá dải bảo vệ thì khi thực hiện FFT biên độ và pha của sóng mang đã đi vào ổn định, do đó không gây ra lỗi nhận diện pha và biên độ sóng mang. Các ảnh hưởng khác của hiện tượng đa đường như : sự quay pha của các sóng mang, sự giảm biên độ sóng mang đều có thể được hiệu chỉnh bởi bước cân bằng kênh truyền. Việc chèn thêm dải bảo vệ đã giải quyết được phần lớn các ảnh hưởng do ISI gây ra với tín hiệu thu, nhưng dải bảo vệ chỉ phát huy hiệu quả khi trễ truyền dẫn không vượt quá phạm vi của nó. Trong thực tế, các thành phần đa đường suy giảm rất chậm theo thời gian, trong khi dải bảo vệ lại không thể lớn một cách tuỳ ý (dải bảo vệ càng lớn thì hiệu suất sử dụng phổ tần số càng thấp), do đó không thể loại bỏ triệt để ảnh hưởng của ISI lên tín hiệu thu. Hình 28 Hiệu quả loại bỏ ISI của dải bảo vệ Hình trên cho thấykết quả mô phỏng của một hệ thống OFDM làm việc trong môi trường đa đường. Giả thiết đáp ứng xung của các thành phần đa đường suy giảm sau 8 mẫu, trễ truyền dẫn là 3.5 mẫu. Quan sát trong khoảng thời gian 16 mẫu, tương đương với 99% tổng năng lượng của các đáp ứng xung thu nhận được. Hình trên cho thấy tương quan giữa tỷ số tín hiệu trên tạp âm (S/N) hiệu dụng và tỷ số tín hiệu trên tạp âm kênh truyền. S/N hiệu dụng là tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại máy thu sau bước giải điều chế. Nói một cách ngắn gọn, S/N hiệu dụng đại diện cho chất lượng thông tin thu nhận, S/N kênh truyền đại diện cho chất lượng kênh truyền. Dễ thấy là S/N hiệu dụng bao giờ cũng nhỏ hơn S/N kênh truyền, do S/N hiệu dụng còn phải chịu các ảnh hưởng do hiện tượng đa đường gây ra. Người ta thường dùng tỷ số lỗi bit (BER) để đánh giá chất lượng thông tin của một hệ thống. Tuy nhiên ở đây ta xem xét hệ thống OFDM một cách tổng thể, độc lập với phương thức điều chế sóng mang nên ta dùng S/N để đánh giá chất lượng thông tin của hệ thống. BER ứng với một phương thức điều chế cụ thể sẽ được suy ra từ S/N hiệu dụng. Kết quả mô phỏng cho thấy, S/N hiệu dụng tỷ lệ với S/N kênh truyền. Điều này là hợp lý bởi nếu chất lượng kênh truyền được cải thiện thì chất lượng thông tin thu được cũng sẽ được cải thiện. Ta có thể nhận thấy, dải bảo vệ càng lớn thì S/N hiệu dụng càng được cải thiện. Với S/N kênh truyền bằng 45dB, nếu dải bảo vệ chỉ dài 4 mẫu thì S/N hiệu dụng bằng 15dB, trong khi nếu tăng dải bảo vệ lên 16 mẫu thì S/N hiệu dụng đạt tới 25dB. Như vậy dải bảo vệ càng lớn thì năng lượng ISI bị lọc bỏ càng lớn. Tuy nhiên với độ dài dải bảo vệ là 16 mẫu như trên thì ảnh hưởng của ISI vẫn còn rất đáng kể. Với cùng điều kiện về trễ truyền dẫn và độ dài dải bảo vệ, S/N hiệu dụng còn có thể được cải thiện bằng cách sử dụng các phương thức điều chế sóng mang đơn giản như BPSK, QPSK. Nhưng như thế đồng nghĩa với việc hiệu quả sử dụng phổ tần số sẽ thấp hơn là dùng các phương thức điều chế cấp cao khác. Để đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần số cao, trong khi S/N hiệu dụng đạt mức 35dB thì độ dài tối thiểu của dải bảo vệ phải là 64 mẫu. Trên cùng là kết quả mô phỏng của 2 hệ thống có cùng độ dài dải bảo vệ là 64 mẫu, một hệ thống chạy 80 sóng mang với số điểm thực hiện IFFT là 128, và hệ thống còn lại chạy 320 sóng mang với số điểm thực hiện IFFT là 512. Như vậy 2 hệ thống có cùng một băng thông. Đáp ứng kênh truyền với hệ thống 320 sóng mang bằng phẳng hơn nên cho SNR hiệu dụng cũng tốt hơn. Tăng số sóng mang con sẽ cải thiện chất lượng thông tin của toàn hệ thống. Tuy nhiên, đến một mức độ nào đó thì tăng số sóng mang con lại làm giảm chất lượng thông tin. Vấn đề này ta đã đề cập đến ở các mục trước và sẽ còn tiếp tục được làm rõ ở các mục sau. Mào đầu và phân cách sóng mang : Chèn dải bảo vệ sẽ làm chậm tốc độ symbol nhưng không ảnh hưởng đến sự phân cách giữa các sóng mang tại máy thu. Khoảng cách giữa các sóng mang quyết định bởi tốc độ lấy mẫu và số điểm thực hiện FFT tại máy thu : Trong đó: Df là khoảng cách tần số giữa các sóng mang con (Hz). FS là tốc độ lấy mẫu (Hz). NFFT là số điểm thực hiện FFT Hạn dải và tạo cửa sổ cho tín hiệu OFDM Tín hiệu OFDM trong miền thời gian là tập hợp của một nhóm sóng mang con dạng sin đã được qua điều chế. Mỗi sóng mang con được đặt trong một cửa sổ thời gian dạng chữ nhật. Cửa sổ này đặt giới hạn cho từng OFDM symbol, và quyết định đáp ứng tần số của tín hiệu OFDM được tạo ra. Hình dưới đây là một ví dụ về dạng sóng của một sóng mang con OFDM sử dụng phương thức điều chế PSK. Biên độ của sóng mang là không đổi, nhưng pha thay đổi theo symbol. Kết quả là tại biên giới giữa các symbol có sự thay đổi pha đột của sóng mang. Kết quả của sự đổi pha đột ngột trong miền thời gian là sự phân tán năng lượng giữa các symbol trong miền tần số. Hình 29 Dạng sóng trong miền thời gian của sóng mang con Hình trên là phổ của tín hiệu OFDM chưa qua lọc. Ta thấy với trường hợp tín hiệu gồm 1536 sóng mang con có sự suy giảm của các búp sóng phụ nhanh hơn trường hợp 52 sóng mang con. Tuy nhiên năng lượng của các búp sóng phụ trong trường hợp này vẫn rất còn đáng kể ở khá xa khối phổ của các búp sóng chính. Các búp sóng phụ này làm tăng dải thông của tín hiệu, giảm hiệu quả sử dụng phổ tần số. Có 2 kỹ thuật phổ biến dùng để lọc bỏ các búp sóng phụ tới mức có thể chấp nhận được là : Lọc thông dải, và chèn dải bảo vệ dạng cos nâng (raised cosin). Hình 210 Phổ của tín hiệu OFDM với 52 sóng mang con Hình 211 Phổ của tín hiệu OFDM với 1536 sóng mang con Lọc thông dải Khi tín hiệu số được chuyển sang dạng tương tự để truyền dẫn thì bộ lọc được dùng để tránh “tạp” (aliasing). Tạp là hiện tượng tín hiệu sai xuất hiện khi tín hiệu tương tự được số hoá. Sử dụng bộ lọc thông dải sẽ loại bỏ được các búp sóng phụ của tín hiệu OFDM. Lượng búp sóng phụ được lọc bỏ phụ thuộc vào độ nhọn của bộ lọc được sử dụng. Nhìn chung các bộ lọc số cho độ chính xác, độ dốc đặc tuyến lọc cũng như tính thích nghi cao hơn các bộ lọc tương tự. Do đó trong hệ thống OFDM sử dụng các bộ lọc số sẽ rất hiệu quả trong việc hạn dải tín hiệu. Về định nghĩa một hệ thống số dùng để làm biến dạng sự phân bố phổ tần số của các thành phần của một tín hiệu theo các chỉ tiêu đã cho được gọi là bộ lọc số. Hình 2-12 là đáp ứng tần số của tín hiệu OFDM không qua bộ lọc. Hình 2-13 là đáp ứng tần số của tín hiệu OFDM đã qua lọc thông dải. ở đây sử dụng bộ lọc FIR, và dùng phương pháp cửa sổ để tổng hợp. Thực tế là bộ lọc có thể lọc bỏ hoàn toàn các búp sóng phụ, nhưng đồng nghĩa với nó là chi phí tính toán tăng lên, và làm giảm SNR hiệu dụng của hệ thống. Hơn nữa, việc lọc tín hiệu cũng cắt bỏ một phần đáng kể năng lượng của các sóng mang con ở phía ngoài, làm méo dạng các sóng mang con này và gây ra ICI. Như trên hình 2-13 ta có thể thấy có tới 8 sóng mang con bị cắt bỏ một phần năng lượng ở búp sóng chính. Hình 212 Đáp ứng tần số của tín hiệu OFDM không qua lọc Hình 213 Đáp ứng tần số của tín hiệu OFDM sử dụng bộ lọc FIR với chiều dài cửa sổ bằng 3 Đến nay vẫn chưa có những nghiên cứu đầy đủ về những ảnh hưởng của lọc thông dải lên tín hiệu OFDM cũng như sự giảm S/N hiệu dụng gây bởi quá trình lọc. Các bộ lọc có đặc tuyến lọc dốc cho phép các tín hiệu OFDM được đóng gói gần nhau hơn, tăng hiệu quả sử dụng phổ tần số. Nhưng cũng chính nó gây ra sự sụt giảm của S/N hiệu dụng, và những ảnh hưởng này cần phải được lưu ý tới khi thiết kế hệ thống. Sử dụng dải bảo vệ dạng cos nâng Một trong những phương pháp đơn giản nhất để loại bỏ các búp sóng phụ (các búp thứ cấp) là đặt dải bảo vệ cho tín hiệu OFDM, giảm biên độ symbol dần về 0 trước khi chuyển sang symbol khác. Điều này tạo ra một sự chuyển đổi mềm dẻo giữa các symbol, do đó giảm được năng lượng của các búp sóng phụ. Hình dưới đây là cấu trúc của một OFDM symbol được chèn dải bảo vệ dạng cos nâng (raised cosine). Hình 214 Cấu trúc của symbol sử dụng dải bảo vệ dạng cos nâng Dải bảo vệ cos nâng của các symbol có thể chồng lên nhau mà chỉ gây ra một lượng ISI không đáng kể, máy thu không nhận biết được. Ưu điểm của việc chồng phổ này cho phép tăng gấp đôi chiều dài dải bảo vệ mà không làm tăng thêm yêu cầu về dải thông cho symbol. Đồng bộ và Cân bằng Đồng bộ Như các bộ điều chế và giải điều chế số khác, hệ thống đa sóng mang OFDM cũng cần một cơ chế đồng bộ tin cậy. OFDM truyền song song trên N sóng mang con nên có độ dài symbol lớn, do đó ít bị ảnh hưởng của độ dịch về thời gian. Nói cách khác, không giống như hệ thống đơn sóng mang bị nhiễu ISI bởi jitter, hiện tượng này không ảnh hưởng tới tính chất trực giao của các sóng mang trong hệ thống đa sóng mang. Tuy nhiên độ dịch về tần số lại ảnh hưởng nghiêm trọng đến hệ thống OFDM và chiếm một vai trò quan trọng trong thiết kế hệ thống. Nhiễu pha cũng cũng gây các ảnh hưởng nghiêm trọng khác tới hệ thống OFDM vô tuyến. Dịch thời gian và tần số trong OFDM Giả sử nhiễu giữa các tín hiệu clock là không đáng kể, một tín hiệu OFDM được truyền đi có thể được biểu diễn như sau: Với Trong đó k1 và k2 là độ dài khoảng bảo vệ ở đầu và cuối symbol, w(t) là hàm cửa sổ ở miền thời gian. Tín hiệu thu được ở phía thu r(t) sẽ được lọc và lấy mẫu với tần số lấy mẫu là bội số của 1/T. Tín hiệu ở đầu ra của máy thu FFT với giả thiết kênh truyền lý tưởng được biểu diễn như sau: Trong đó Xc(f) là biến đổi Fourier của tín hiệu alalog được lặp lại một cách định kỳ tương đương với tín hiệu phát ra bởi máy phát IFFT. Do đó, Xc(f) có phổ vạch tại tần số ± k/T và W(f) là biến đổi Fourier của hàm cửa sổ w(t). Giả thiết tín hiệu lấy mẫu theo thời gian có độ dịch pha tương đối t và độ dịch pha này không đổi suốt trong một symbol, khi đó tín hiệu ở phía thu đã được lấy mẫu có thể đơn giản hóa như sau: Trong đó j biểu diễn độ méo pha của đường bao. Sau khi biến đổi Fourier tín hiệu có dạng sau: Như vậy, độ dịch pha theo thời gian hay độ méo pha của đường bao không ảnh hưởng đến tính trực giao của các sóng mang con. Tuy nhiên, dịch tần số lại gây ảnh hưởng nghiêm trọng đến tín hiệu OFDM. Nó làm nhiễu giữa các sóng mang và do đó gây ra vi phạm tính trực giao của các sóng mang con. Như ở trên, ta đã có được biểu thức của tín hiệu analog ở miền tần số dạng phổ vạch như sau: Rõ ràng ảnh hưởng của dịch tần gây ra giao thoa giữa các sóng mang cũng tương tự như giao thoa giữa các symbol do jitter trong tín hiệu đơn sóng mang. Trong kênh không phân tán với một xung vuông, nhiễu do dịch tần gây ra như sau: Sau khi biến đổi DFT ta có: Trong đó Df là độ lệch tần số tương đối Biểu thức trên cho thấy ngoài tín hiệu mong muốn còn có thành phần nhiễu giữa các symbol của một vài sóng mang. Hiện tượng này gây ra nhiễu giữa các sóng mang ICI (Inter-Carier Interference) và đây là một vấn đề quan trọng trong hệ thống OFDM. Để tránh nhiễu ICI gây ra bởi dịch tần, biến đổi Fourier của hàm cửa sổ phải có giá trị 0 tại điểm là bội số của tần số symbol. Một hàm sinc tổng quát có dạng Với g(t) là hàm thêm vào để thỏa mãn biểu thức trên. g(t) thường được chọn là hàm cos nâng (Raised cosine function) Biểu thức của hàm cos nâng như sau: Trong đó b là hệ số đặc trưng cho dạng xung ở miền thời gian. Nếu b càng lớn thì yêu cầu khoảng bảo vệ càng lớn và chiếm dụng băng thông càng lớn. ảnh hưởng của dịch pha tới hệ thống OFDM nhiều khi là bắt buộc. Do đó, trong thực tế, yêu cầu không có nhiễu ISI được nới lỏng tới chừng mực nào đó để có thể chống lại dịch tần. Nói cách khác, ta cho phép một lượng nhỏ nhiễu ISI để giảm thiểu nhiễu ICI. Như vậy cần có sự thỏa hiệp giữa nhiễu ISI và nhiễu ICI. Đồng bộ trong hệ thống OFDM Hình 31 Các bước đồng bộ trong OFDM Trước hết, cần đồng bộ khung (hoặc gói) để cung cấp thông tin điều chỉnh về OFDM symbol. Tiếp đó, cần hiệu chỉnh tần số trước khi thực hiện biến đổi FFT để giảm ảnh hưởng của nhiễu ICI (inter-channel interference). Sau đó thêm một giai đoạn điều chỉnh mịn và bù tần số được thực hiện. Nói chung điều chỉnh khung và sửa tần số là công việc rất phức tạp, đòi hỏi cấu hình phần cứng cũng như phần mềm cao. Kỹ thuật điều chỉnh và sửa tần số trong OFDM có thể chia thành hai loại: phương tiện dữ liệu (data aided) và kỹ thuật phi tuyến (non-linear techniques). Kỹ thuật phương tiện dữ liệu sử dụng một mẫu bit đã biết hoặc tín hiệu pilot để đánh giá trễ và dịch tần số. Kỹ thuật phi tuyến sử dụng tính chu kỳ của tín hiệu để rút ra thành phần hài mong muốn bằng cách sử dụng toán tử phi tuyến. Kỹ thuật phương tiện dữ liệu data aided được áp dụng trong nhiều hệ thống thông tin số OFDM như HDTV, Wireless LAN. Đồng bộ thời gian và đồng bộ khung Trước hết cần có một mạch đồng bộ khung để phát hiện điểm bắt đầu của khung. Điều này được thực hiện bằng cách tạo ra sự tương quan giữa tín hiệu đến với thành phần mào đầu (preamble) biết trước. Mạch này đôi khi cũng được dùng để điều chỉnh cho bộ điều khiển hệ số khuyếch đại. Do đó ngưỡng của mạch phải được điều chỉnh cho phù hợp. Bởi vì dịch thời gian không ảnh hưởng đến tính trực giao của các symbol do đó có thể bù thời gian sau biến đổi FFT. Sau đây là sơ đồ khối tổng quát. Hình 32 Đồng bộ khung Như đã xét, ảnh hưởng của dịch thời gian là quay pha và tăng một cách tuyến tính theo thứ tự các sóng mang. Để đánh giá dịch thời gian, ta phải giải bài toán hồi quy với một biến thích hợp đặc trưng cho ảnh hưởng của pha đinh trong kênh. Hình 33 Ước lượng dịch thời gian Ước lượng dịch tần số Dịch tần phải được sửa trước khi biến đổi FFT ở phía thu. Bộ biến đổi FFT có thể sử dụng như bộ phát hiện dịch tần. Giả sử đã biết mẫu dữ liệu sử dụng trong đồng bộ. Sau khi biến đổi FFT ở phía thu ta được: Nếu cũng khối đó lặp lại, kết quả sẽ là: Do đó, chúng ta có thể đánh giá được Df bằng cách lấy trung bình của các giá trị của một symbol và giá trị trung bình cộng tương ứng của symbol trước đó như sau: Quá trình này được thực hiện như sau: Hình 34 Ước lượng dịch tần số Số lần lặp lại phụ thuộc vào tỷ số tín hiệu trên nhiễu S/N (signal to noise ratio) và yêu cầu về độ chính xác của việc ước lượng tần số. Sơ đồ này hoạt động khá tốt trong môi trường có tỷ số S/N nhỏ. Tuy nhiên, kỹ thuật này có hạn chế khi độ dịch tần số Df < 1/2T. Độ dịch tần ban đầu phải lớn hơn giới hạn 1/2T đó. Cân bằng Như đã nói, một trong những ưu điểm của kỹ thuật điều chế đa sóng mang là chống lại được giao thoa giữa các symbol ISI (inter-symbol interference). Khoảng thời gian tồn tại dài của OFDM symbol cho phép chống lại trễ do phản xạ nhiều đường (multipath) và ISI, miễn là độ trễ của kênh không vượt quá khoảng bảo vệ GI (guard interval) của symbol. Như vậy hệ thống OFDM không bị ảnh hưởng của nhiễu ISI, do đó việc cân bằng ở miền thời gian không phải lúc nào cũng cần đến. Tuy nhiên trong trường hợp cần truyền dữ liệu với tốc độ cao trong kênh truyền có sự phân tán thời gian lớn thì phải dùng đến bộ cân bằng là điều không thể tránh khỏi. Cấu trúc của bộ cân bằng trong OFDM khác với trong hệ thống đơn sóng mang thông thường. Mục đích của bộ cân bằng không phải là loại trừ hoàn toàn mà là hạn chế ISI. Cân bằng trong miền tần số, khi không có giao thoa giữa các sóng mang ICI (inter-channel interference) được dùng để bù cho hệ số khuyếch đại của kênh tại các tần số sóng mang khác nhau. Cân bằng trong miền thời gian Hệ thống đa sóng mang chống lại được nhiễu ISI nếu như tính trực giao giữa các symbol kề nhau được bảo đảm trong miền tần số. Nói cách khác, thời gian tồn tại của tín hiệu OFDM được mở rộng vượt quá chu kỳ T. Tuy nhiên, nếu đáp ứng xung của kênh bị trải ra lớn hơn khoảng bảo vệ của symbol, khi đó nhiễu ISI sẽ xuất hiện làm giảm hiệu năng của hệ thống. Có một vài khác biệt cơ bản của bộ cân bằng trong miền thời gian cho hệ thống OFDM là: Bộ cân bằng trong hệ thống OFDM không cần khử hết nhiễu ISI, nhưng cần giới hạn độ dài của nó. Không giống như trong hệ thống đơn sóng mang, bộ cân bằng cần giảm thiểu ISI, ở đây ta chỉ cần giảm tới độ nhỏ hơn khoảng bảo vệ. Bộ cân bằng không hoạt động theo kiểu DFE (Decision Feedback Equalizers) khi truyền dữ liệu trừ khi đặc tuyến truyền đạt của kênh thay đổi nhanh. Bộ cân bằng được điều chỉnh trong khi truyền chuỗi huấn luyện (gọi là training mode) và giữ nguyên các tham số trong khi truyền dữ liệu (gọi là data mode). Bộ cân bằng trong OFDM là bộ cân bằng có nhớ lỗi. Trong bộ cân bằng DFE, lỗi nhận được từ tích vô hướng của đầu vào và đầu ra của mạch cắt (slicer). Còn trong OFDM lỗi nhận được từ đầu ra của bộ lọc xung và bộ lọc chuẩn. Vị trí của cửa sổ đáp ứng xung có ảnh hưởng lớn đến hiệu quả của bộ cân bằng. Cấu trúc chung của bộ cân bằng trong training mode như sau: Hình 35 Cấu trúc bộ cân bằng trong Training mode Như vậy lỗi được tính như sau: Trong đó Xk là chuỗi huấn luyện và Yk là các mẫu tín hiệu ở phía thu. Nói chung, ta có thể dùng kỹ thuật thích nghi để tìm ra các hệ số tối ưu nhất cho bộ cân bằng. Một số lượng lớn các thông số không cho phép sử dụng thuật toán RLS. Mặt khác, sự trải rộng của các giá trị riêng của ma trận phương sai tính hiệu có thể hội tụ với kỹ thuật cân bằng dựa trên lý thuyết dự đoán tuyến tính đề cập dưới đây. Trong quá trình cân bằng, khung được lặp lại và có thể sử dụng như chuỗi huấn luyện. Để đạt được điều này, ta sử dụng kênh thống kê khác để tạo ra các hệ số ước lượng ngắn cho bộ cân bằng. Để sử dụng dạng dự đoán của kỹ thuật hồi quy tuyến tính ta đặt: Trong đó và Nghiệm bình phương nhỏ nhất của hồi quy tuyến tính là: với Trong đó và Trong đó Với Ryy và Rxy là hàm tự tương quan và hàm tương quan chéo. Ta có thể sử dụng đáp ứng xung của kênh để tính toán trực tiếp các hệ số: Ước lượng đáp ứng xung của kênh giúp ta chọn được vị trí cửa sổ tối ưu. Cân bằng trong miền tần số Khi tính trực giao của các sóng mang được đảm bảo thông qua khoảng bảo vệ dùng CP (cyclic prefix) và cân bằng trong miền tần số như đã giới thiệu ở phần trước, thì việc cân bằng trong miền tần số cho tín hiệu OFDM trở nên rất đơn giản. Đây là một ưu điểm nổi bật của kỹ thuật OFDM. Sau khi giải điều chế các sóng mang sẽ bị các tổn hao khác và dịch pha, nhưng không có sự tương tác giữa chúng. Do đó, bộ cân bằng trong miền tần số chỉ gồm các bộ điều chỉnh riêng biệt cho hệ số khuyếch đại cho và pha của các sóng mang hay nói cách khác là điều chỉnh các vùng quyết định riêng lẻ. Ví dụ với điều chế PSK thì chỉ cần sửa pha cho các sóng mang bởi vì biên độ không ảnh hưởng đến ngưỡng quyết định. Dưới đây là một bộ cân bằng trong miền tần số đơn giản bao gồm các bộ nhân số phức cho mỗi sóng mang. Hình 36 Hệ thống OFDM với bộ cân bằng trong miền tần số Hàm truyền đạt H(f) bao gồm đặc tính truyền đạt của kênh truyền, của bộ lọc thu phát và của bộ cân bằng trong miền thời gian nếu có. Giả sử H(f) có băng thông giới hạn nhỏ hơn N/T và ta không quan tâm đến khoảng bảo vệ. Dưới đây ta sẽ phân tích bộ cân bằng trong miền tần số trong trường hợp sửa cả biên độ và pha. Tín hiệu đến bộ giải điều chế là Tại đầu ra thứ k của bộ giải điều chế ta có Với Hk là một mẫu của H(f) Do đó, mỗi đầu ra bằng đầu vào tương ứng nhân với một số phức. Do vậy việc cân bằng trở nên rất đơn giản bằng bộ nhân với 1/Hk cho mỗi kênh con. Sự tiếp cận trên là tối ưu trong điều kiện tỷ số tín hiệu trên nhiễu S/N cao. Và nó cũng tạo ra ít khả năng lỗi nhất trong các mức nhiễu khác nhau. Tuy nhiên nếu đặt tiêu chuẩn là bình phương của lỗi là nhỏ nhất thì khi đó số nhân tối ưu là Trong đó sk2 là năng lượng nhiễu của kênh sau điều chế. Trong thực tế, với các biên độ khác nhau thì tần số mong muốn có giá trị không đổi tại vùng quyết định (decision regions). Độ lớn của Ak có thể thay đổi để vùng quyết định tại các điểm là không đổi. Bởi vì dịch thời gian t tương đương với dịch pha: do đó cân bằng trong miền tần số thực hiện dễ dàng bằng sửa dịch thời gian. Về nguyên tắc, cân bằng trong miền tần số có thể được dùng khi bị mất tính trực giao do nhiễu giữa các OFDM symbol. Trong trường hợp này, thay vì một bộ nhân đơn giản cho mỗi kênh, sẽ phải dùng đến ma trận nhân. Cách này cần thực hiện rất nhiều phép tính so với việc kết hợp cân bằng trong miền thời gian và tần số. Trong quá trình khởi động hệ thống, bộ cân bằng trong miền thời gian phải được điều chỉnh trước khi bộ cân bằng trong miền tần số hoạt động. Sau đó, việc kiểm tra tín hiệu một cách định kỳ về tần số có thể được sử dụng để thích nghi với bộ cân bằng trong miền tần số. Đầu ra của bộ điều chế cần được lấy trung bình qua nhiều khoảng thời gian để giảm thiểu ảnh hưởng của lỗi và nghịch đảo của giá trị đo được dùng để thiết lập bộ nhân. Khi hoạt động ổn định, việc điều chỉnh có thể dùng thuật toán LMS như sau: Hình 37 Bộ nhân dùng thuật toán LMS Biểu thức của thuật toán như đã đề cập: Khử tiếng vọng Các ứng dụng hữu tuyến thường có nhu cầu truyền dữ liệu song công (full duplex) trên một đôi dây duy nhất. Các hệ thống trước đây thường dùng bộ chuyển đổi 2 dây - 4 dây (Hybrid). Nhưng bộ hybrid không đáp ứng được yêu cầu cao của các ứng dụng số. Có hai kỹ thuật để truyền song công là phân chia theo tần số và phân chia theo thời gian. Trong kỹ thuật phân chia theo tần số thì băng tần được chia làm hai băng tần con cho hai hướng đi và về. ở đầu cuối sử dụng bộ lọc tương tự để phân tách hai luồng này. Trong kỹ thuật phân chia theo thời gian thì các khe thời gian được lần lượt sử dụng cho các hướng đi và về. Cả hai kỹ thuật này cần ít nhất là hai lần độ rộng băng thông so với truyền theo một hướng duy nhất. Đây là một bất lợi lớn về hiệu suất sử dụng đường truyền. Một kỹ thuật được sử dụng nhiều hơn là kỹ thuật khử tiếng vọng (echo cancellation). Kỹ thuật này cũng sử dụng bộ hybrid, nhưng tại mỗi đầu cuối phần tín hiệu truyền đi bị lọt vào phần thu bị khử bằng cách trừ đi bản sao của phần tín hiệu lọt sang đó. Kỹ thuật này yêu cầu độ chính xác khá cao, dưới đây ta minh họa cho một trường hợp với đường truyền cụ thể: Hình 38 Hệ thống sử dụng kỹ thuật echo cancel Trong ví dụ này, tổn hao của đường truyền là 40 dB, còn tổn hao do bộ hybrid tạo ra là 15 dB. Do đó phần tín hiệu từ phía phát lọt sang phía thu, gọi là tiếng vọng (echo) còn cao hơn 25 dB so với tín hiệu cần thu. Hệ quả là ở đầu vào của máy thu, tín hiệu echo phải được nén xuống thấp hơn nhiều so với tín hiệu cần thu. Như vậy ở đây cần sử dụng bộ khử tiếng vọng chất lượng cao. Giả sử tỷ số tín hiệu trên tạp âm S/N cho phép ở phía thu là 30 dB, khi đó nhiễu đường truyền cho phép là -70 dB. Tín hiệu echo chưa được khử ở phía thu chính là một dạng nhiễu. Nếu ta sử dụng bộ khử tiếng vọng cho phép khử tín hiệu echo xuống thấp hơn nhiễu đường truyền 10dB thì tín hiệu echo ở phía thu phải thấp hơn -80 dB. Bởi vì bộ hybrid chỉ cho phép khử 15 dB, nên bộ khử trắc âm cần khử 65 dB. Đây là một yêu cầu khá cao cho bộ khử tiếng vọng. Về nguyên lý, bộ khử tiếng vọng trong OFDM cũng giống như trong hệ thống đơn sóng mang: Hình 39 Bộ khử tiếng vọng echo canceller Phần tín hiệu echo còn lại sau bộ khử là nhỏ nhất khi các tham số của bộ khử bằng với các mấu tương ứng của tín hiệu echo cho bởi biểu thức sau: Đây có thể coi là bộ khử tiếng vọng trong miền thời gian bởi tín hiệu được xử lý ở đây là ở miền thời gian. Cách xử lý này cần năng lực tính toán lớn làm ảnh hưởng đến tính ưu việt của OFDM. Trong OFDM cho phép khử tiếng vọng trong miền tần số. Nếu phần tiếng vọng của tín hiệu truyền đi vẫn giữ nguyên được tính trực giao, thì việc khử tiếng vọng có thể được thực hiện dễ dàng sau khi giải điều chế ở máy thu. Ưu điểm của phương pháp này chính là sử dụng dữ liệu chính xác cho đầu vào của bộ khử tiếng vọng chứ không phải là lượng tử hóa tín hiệu lấy mẫu như phương pháp trước. Bộ khử tiếng vọng trong miền tần số gồm các bộ nhân số phức cho các sóng mang như trong bộ cân bằng trong miền tần số. Để cho kỹ thuật này có hiệu quả, hệ thống phải không có nhiễu ISI. Nếu không thì ta phải dùng ma trận nhân thay cho bộ nhân cho mỗi sóng mang. Mặt khác trong hệ thống OFDM bộ cân bằng trong miền thời gian cùng với khoảng bảo vệ đã đảm nhiệm nhiệm vụ khử nhiễu ISI, do đó bộ cân bằng và khử tiếng vọng trong miền tần số khá đơn giản và hoạt động hiệu quả. Hình 310 Bộ khử tiếng vọng trong miền tần số Để giảm thiểu số phép tính, bộ khử tiếng vọng trong hệ thống OFDM kết hợp các thành phần trong miền thời gian và trong miền tần số. Dưới đây là bộ khử tiếng vọng cho hệ thống đối xứng (tốc độ thu và phát là bằng nhau): Hình 311 Bộ khử tiếng vọng cho hệ thống đối xứng Bộ khử trong miền thời gian đảm bảo cho đáp ứng của tín hiệu echo không vượt quá độ dài của khoảng bảo vệ cyclic prefix. Và khi đó bộ khử trong miền tần số làm việc với các tín hiệu trực giao như đã nói ở phần trước. Trong các ứng dụng không đối xứng như ADSL thì sử dụng kỹ thuật phân theo tần số không làm giảm đáng kể hiệu suất sử dụng băng thông vì hướng truyền tốc độ thấp có băng thông khá hẹp. Tuy nhiên tối ưu vẫn là sử dụng chung băng thông và dùng bộ khử tiếng vọng. Hệ thống không đối xứng sử dụng kỹ thuật OFDM có tốc độ symbol ở hai hướng là bằng nhau, nhưng số lượng sóng mang trên mỗi hướng là khác nhau. Hình 312 Bộ khử tiếng vọng khi tốc độ phát nhỏ hơn tốc độ thu Trong trường hợp tốc độ phát nhỏ hơn tốc độ thu, bởi vì phổ phía phát nhỏ hơn phổ phía thu, do đó nó được lặp lại với số sóng mang tăng lên bằng số sóng mang phía thu. Còn trong miền thời gian tín hiệu truyền đi được nội suy lên tốc độ cao hơn bằng cách chèn thêm các giá trị không giữa các mẫu. Hình 313 Bộ khử tiếng vọng khi tốc độ phát lớn hơn tốc độ thu Trong trường hợp ngược lại khi tốc độ phát lớn hơn tốc độ thu, đầu vào của bộ khử trong miền tần số được giảm xuống bằng cách gấp một nhóm các symbol và gộp vào để tạo ra một số lượng sóng mang bằng ở phía thu. Còn trong miền thời gian, tốc độ lấy mẫu được giảm xuống bằng cách kéo dãn các điểm lấy mẫu. Mã hóa kênh Hầu hết các ứng dụng của OFDM đều phải sử dụng các phương thức mã hóa để đạt được hiệu quả mang muốn. Trong các hệ thống vô tuyến do ảnh hưởng của pha đinh nên cần tỷ số S/N rất cao để có thể đạt được xác suất lỗi bit mong muốn. Thêm vào đó là nhiễu từ các kênh radio khác RFI (radio frequency interference) cũng ảnh hưởng rất lớn tới tỷ số S/N. Trong các hệ thống hữu tuyến, thường dùng các bộ điều chế nhiều mức để đạt được tốc độ bit cao. Trong trường hợp này, mã hóa là bắt buộc để đạt được tốc độ bit cao nhất có thể trong môi trường có nhiễu xuyên âm, giãn xung và các nhiễu khác. Chọn được phương thức mã hóa phù hợp là điều hết sức quan trọng trong các tuyến thông tin số. Người thiết kế phải tính đến các nhân tố như yêu cầu dự trữ tuyến, đặc tính kênh truyền, yêu cầu mã hóa nguồn, phương thức điều chế ... Trong OFDM mã hóa có thể được thực hiện ở miền thời gian và tần số. Kỹ thuật cài xen (Interleaving) cũng đóng một vai trò quan trọng trong mã hóa. Sự kết hợp giữa mã hóa khối và mã hóa vòng xoắn với việc cài xen thích hợp trong miền tần số hoặc thời gian tạo thành một chuỗi mã hóa (Concatenated coding). Một chuỗi mã hóa song song mới là mã hóa Turbo đang hứa hẹn nhiều triển vọng trong các ứng dụng của OFDM. Mã hóa khối trong OFDM Trong mã hóa khối, dữ liệu đầu vào được chia thành từng khối k bit và đầu ra là các khối n bit (với n > k). ở đây, n - k bit thêm vào gọi là các bit kiểm tra được tính toán từ k bit đầu vào theo một thuật toán nhất định. Phương thức mã hóa này làm tăng băng thông lên R lần. Với R = n/k gọi là tỷ số mã, R chính là tốc độ đầu ra trên tốc độ đầu vào bộ lập mã. Hình 41 Cấu trúc bộ lập mã khối Với khối n bit đầu ra, chỉ có 2k khả năng hợp lệ trong tổng số 2n khả năng có thể xảy ra. Từ mã được chọn với khoảng cách Hamming tối thiểu. Khoảng cách Hamming là số bit khác nhau của hai từ mã X và Y, ký hiệu là d(X, Y). Như vậy, từ mã được đặc trưng bởi bộ tham số [n, k, d]. ở phía thu, khối n bit được phục hồi lại với một xác suất lỗi nhất định. Bộ giải mã sẽ tìm một từ mã hợp lệ và có khoảng cách Hamming với khối nhận được là nhỏ nhất. Sau đó n - k bit kiểm tra có thể được xóa và kết quả thu được là bản sao của từ mã k bit đầu vào. Nếu d = 2t + 1 thì mã khối có thể sửa sai với một lượng lỗi cho phép. Trong OFDM, nếu n phù hợp với số bit trong một symbol thì mỗi symbol có thể được mã hóa độc lập và không cần nhớ các symbol trước trong quá trình giải mã. Hình 42 Đặc tính của mã hóa khối trong kênh Gaussian Đặc tính lỗi của kênh truyền được cải thiện khi sử dụng mã hóa khối được minh họa ở hình trên. Như đã thấy ở trên hình vẽ, sử dụng mã hóa khối không chỉ giảm đáng kể xác suất lỗi mà còn có đoạn dốc trên đặc tuyến cho phép giảm xác suất lỗi rất nhanh khi tăng một lượng nhỏ tỷ số tín hiệu trên tạp âm S/N. Khi kích thước của khối tương đối lớn, đoạn dốc xảy ra khi ta tăng tỷ số S/N lên chỉ vài dB. Điều này cho phép tạo ra dung lượng lý tưởng với cùng tốc độ bit. Phương pháp giải mã nói đến ở trên là phương pháp dựa trên ‘quyến định cứng’ (hard decision). Với phương pháp này, bộ giải mã thực hiện với các bit đầu ra của bộ giải điều chế. Do đó các lỗi xảy ra với tín hiệu analog sẽ bị mất ở bộ điều chế. Sẽ tốt hơn nếu có một sự đánh giá các lỗi đó trong khi giải mã. Đây là phương pháp ‘giải mã hóa mềm’ (soft decoding). Trong phương pháp này, bộ giải điều chế không chỉ giải điều chế cho ra các bit đã mã hóa như thông thường, mà còn kiểm tra độ tin cậy khi đưa ra các bit đó. Khi mà độ tin cậy thấp hơn ngưỡng cho phép, bộ giải điều chế sẽ cho ra một ký tự đặc biệt gọi là ký tự trắng (erasure symbol) thay cho một bit. Như vậy bộ giải mã sẽ làm việc với 3 mức tín hiệu đầu vào. Bất kỳ tổ hợp của t lỗi và e ký tự trắng có thể được sửa sai nếu d = 2t + e + 1. Phương pháp giải mã hóa quyến định mềm này có thể cho hiệu quả sửa lỗi cao nếu chọn được ngưỡng thích hợp cho ký tự trắng. Mã khối có thể làm việc với các ký tự (tổ hợp các bit) hơn là với các bit nhị phân. Một phương pháp có hiệu quả và được sử dụng nhiều đó là mã Reed-Solomon. Một bộ lập mã Reed-Solomon [n,k,d] sẽ ánh xạ k ký tự m mức thành n ký tự m mức với d là khoảng cách Hamming hiệu dụng (là số các ký tự khác nhau giữa các từ mã). Kích thước khối n phải nhỏ hơn m - 1 để dễ thực hiện và giảm giá thành. Ví dụ bộ mã hóa Reed-Solomon làm việc với các ký tự là byte (8 bit). Khi đó m = 28 = 256, do đó n Ê 255. Một bộ lập mã [255, 235, 20] sẽ ánh xạ khối 235 byte thành khối 255 byte. Và khi đó bộ giải mã sẽ có thể sửa sai được 10 ký tự lỗi hoặc 20 ký tự trắng (erasure). Mã hóa khối, đặc biệt là mã Reed-Solomon rất hiệu quả trong việc chống lại lỗi chùm. Trong hệ thống đơn sóng mang những lỗi chùm có thể xảy ra do nhiễu xung hoặc do pha đinh. Trong hệ thống đa sóng mang cũng thường gặp phải lỗi chùm. Nhiễu xung có phổ rộng nên có thể ảnh hưởng tới vài sóng mang. Còn pha đinh lựa chọn tần số với dải tần chịu ảnh hưởng của nó rộng hơn dải tần của một sóng mang nên cũng có thể ảnh hưởng đến một vài sóng mang liền nhau. Ta còn có thể nâng cao tính chịu lỗi chùm của hệ thống bằng kỹ thuật cài xen (interleaving). ở phía phát các symbol được xáo trộn trước khi truyền đi, ở phía thu các symbol được sắp xếp lại trước khi giải mã. Do đó lỗi cụm xảy ra trên đường truyền sẽ không tác động đến các symbol liên tiếp nhau. Một dạng mã khối rất hay được sử dụng để phát hiện lỗi (không sửa lỗi) là mã vòng CRC (Cyclic Redundancy Check). ở đây một số cố định các bit kiểm tra được thêm vào từ mã. Phía thu sẽ sử dụng các bit này để kiểm tra, nếu phát hiện ra lỗi thì sẽ yêu cầu truyền lại. Nguyên lý tạo mã vòng là chia từ mã cho đa thức sinh g(x) chọn trước và thêm phần dư vào từ mã ban đầu. Như vậy từ mã truyền đi sẽ chia hết cho g(x), và phía thu sẽ sử dụng đặc điểm này của từ mã để phát hiện lỗi. Dưới đây là một số đa thức sinh hay được sử dụng tương ứng với 8 bit kiểm tra (đa thức đầu) và 16 bit kiểm tra (các đa thức sau): Mã vòng CRC có ưu điểm là bộ lập mã và giải mã đơn giản dùng thanh ghi dịch và cộng modul-2. Mã vòng CRC với n bit kiểm tra cho phép phát hiện mọi lỗi có độ dài nhỏ hơn n và với xác suất 1 - 2n cho các lỗi khác. Mã hóa vòng xoắn (Convolutional Coding) Mã vòng xoắn hay còn gọi là mã chập là một phương pháp mã hóa rất quan trọng trong OFDM. Khác với mã khối, mã vòng xoắn không thực hiện mã hóa cho từng khối mà thực hiện mã hóa liên tục với dòng bit. Do đó mã vòng xoắn là một loại mã liên tục và có nhớ nghĩa là không chỉ phụ thuộc vào từ mã đầu vào mà còn phụ thuộc vào các từ mã trước đó. Bộ mã hóa bao gồm một thanh ghi dịch m bit, n bộ cộng modul-2 và một bộ chuyển mạch để lấy n bit đầu ra từ n bộ cộng modul-2. Nếu trong mỗi chu kỳ chuyển mạch có k bit đầu vào thanh ghi dịch (k < m) thì tốc độ mã hóa sẽ là k/n, tức là với k bit đầu vào bộ mã hóa vòng xoắn sẽ cho n bit đầu ra. Như vậy mã vòng xoắn được đặc trưng bởi bộ 3 thông số [n, k, m]. Cấu trúc của bộ mã hóa vòng xoắn như sau: Hình 43 Bộ mã hóa vòng xoắn tổng quát Mã vòng xoắn có thể được biểu diễn bằng giản đồ trạng thái với số trạng thái là s = 2m-1. Ngoài ra cũng có thể biểu diễn mã vòng xoắn dưới dạng đa thức, cây mã hoặc lưới. Dưới đây là giản đồ trạng thái của bộ mã hóa vòng xoắn [3,1,3] tức là với mỗi bit đầu vào cho 3 bit đầu ra, và độ dài của thanh ghi dịch là 3 bit. Hình 44 Bộ mã hóa [3, 1, 3] và giản đồ trạng thái Ưu điểm của mã vòng xoắn là tương đối dễ dàng trong việc giải mã. Giải mã vòng xoắn dùng kỹ thuật ước lượng chuỗi, và đặc biệt là thuật toán Viterbi. Thuật toán Viterbi không chỉ cho hiệu quả tính toán rất cao, mà còn có khối lượng số phép tính là cố định cho mỗi symbol. Việc giải mã đơn giản cho phép sử dụng giải mã quyết định mềm. Việc giải mã vòng xoắn thực chất là xác định đường có khoảng cách Hamming nhỏ nhất với từ mã nhận được trong số 2r đường có thể của sơ đồ cây mã, với r là số ký hiệu k bit đầu vào (thường thì k = 1). ứng với bản tin r ký hiệu là 2r bộ mã tiền định. Khoảng cách Hamming giữa hai chuỗi ký hiệu chính là số ký hiệu khác nhau giữa chúng. Vậy số con số 1 của kết quả cộng molul-2 các bit (ký hiệu) tương ứng chính là khoảng cách Hamming. Về nguyên tắc ta có thể lần lượt thực hiên 2r phép cộng modul-2 của từng bộ mã có thể với chuỗi bit nhận được để tìm ra bộ mã có khoảng các Hamming nhỏ nhất. Bộ mã này có xác suất cao nhất chính là bản tin đã phát. Tuy nhiên trong thực tế với một đơn vị bản tin có số ký hiệu rất lớn thì không thể thực hiện 2r phép cộng modul-2 trong thời gian có thể chấp nhận được. Thuật toán Viterbi chỉ ra quy tắc để loại bỏ tất cả các bộ mã có xác suất thấp, do đó ta chỉ phải xét với 4r bộ mã thay vì một khối lượng khổng lồ là 2r bộ mã. Nội dung thuật toán Viterbi như sau: Gọi chuỗi ký hiệu đầu vào bộ giải mã là x. Gọi chuỗi ký hiệu đầu ra bộ giải mã là y. Hàm tương quan (likelihook function) giữa chúng là: Metric nhánh thứ j được ký hiệu là: Bộ giải mã thực hiện tìm cực đại hàm tương quan tức là tìm trên sơ đồ cây mã sao cho tổng metric trên đường đó là cực đại. ứng với mỗi ký hiệu đầu vào là một trạng thái, một nhánh nào đó của cây mã. Cần thực hiện phép cộng - so sánh - chọn ACS (Add - Compare - Select) sau: Cộng mỗi metric hiện tại với hai nhánh có thể, so sánh hai metric mới thu được và chọn ra nhánh nào có metric lớn hơn. Có thể mã hóa vòng xoắn liên tục cho dòng số liệu mà chỉ cần khởi đầu bộ lập mã khi khởi động hệ thống. Tuy nhiên, để giảm độ sâu của cây mã người ta thường khởi đầu và kết thúc bộ lập mã một cách định kỳ. Trong OFDM khoảng định kỳ có thể là chu kỳ symbol. Kết hợp giữa mã vòng xoắn và mã hóa khối trong một chuỗi mã hóa là một kỹ thuật mã hóa rất mạnh. Mã hóa khối là mã hóa ngoài, được thực hiện đầu tiên ở máy phát và cuối cùng ở máy thu. Mã vòng xoắn là mã hóa trong, rất hiệu quả trong việc giảm xác suất lỗi đặc biệt là khi sử dụng giải mã quyết định mềm. Nếu bộ mã vòng bị lỗi thì sẽ tạo ra lỗi chùm. Lỗi xảy ra khi thuật toán Viterbi chọn nhầm bộ mã. Bộ mã khối ngoài, đặc biệt là mã Reed-Solomon có cài xen (interleaving) rất hiệu quả trong việc sửa các lỗi chùm. Sau đây là sơ đồ chuỗi mã hóa. Hình 45 Chuỗi mã hóa và cài xen Mã hóa mắt lưới (Trellis Coding) Mã hóa mắt lưới (Trellis Coding) tương tự như mã hóa vòng xoắn, nhưng khác ở điểm cơ bản là mã hóa mắt lưới gắn chặt với quá trình điều chế. Quá trình giải mã quyết định mềm đựa trên khoảng cách Euclid tối thiểu và là một phần của quá trình giải điều chế. Trong mã hóa mắt lưới, phần dư không phải là các bit hay ký tự được thêm vào trước khi điều chế mà được tạo ra bởi việc sử dụng sơ đồ điều chế nhiều điểm hơn so với yêu cầu nếu không mã hóa. Tốc độ ký tự đến bộ điều chế không đổi, do đó băng thông yêu cầu cũng không đổi. Bởi vì có nhiều điểm cho một ký tự nên có vẻ là xác suất lỗi với tỷ số S/N cho trước sẽ tăng. Tuy nhiên cũng giống như trong mã vòng xoắn, giữa các symbol có sự phụ thuộc do đó chỉ có một số nhất định các chuỗi điểm là hợp lệ. Bằng cách sử dụng hợp lý các ràng buộc ở phía thu, xác suất lỗi bit thực ra là giảm. Bước đầu tiên trong thiết kế mã hóa mắt lưới là tạo ra sơ đồ điều chế mở rộng và chia nó thành các tập con. Các điểm trong mỗi tập con được sắp xếp sao cho có khoảng cách Euclid lớn và sẽ tương ứng với các bit chưa được mã hóa. Phần còn lại (các bit đã được mã hóa) sẽ xác định tập con. Chỉ có những chuỗi tập con nhất định là được phép, các chuỗi này được xác định bởi một mã vòng xoắn đơn giản. Cũng giống như trong mã hóa vòng xoắn, chuỗi này có thể được biểu diễn bằng giản đồ trạng thái hay ‘mắt lưới’ (trellis). Để cho các chuỗi được phép cách xa nhau, các sơ đồ điều chế con được chọn sao cho phù hợp với các nhánh có khoảng cách lớn nhất. Chúng ta sẽ minh họa quá trình này bằng bộ mã hóa mắt lưới đơn giản sử dụng sơ đồ điều chế 16-QAM để điều chế 3 bit cho mỗi ký tự. Hình dưới đây là sơ đồ điều chế được chia thành 4 tập con, mỗi tập con có 4 điểm với các nhãn tương ứng biểu hiện chúng cùng tập con, và sơ đồ bộ mã hóa mắt lưới: Hình 46 Bộ mã hóa mắt lưới Bộ mã hóa mắt lưới có 3 bit đầu vào trong đó các bit b2 và b3 là các bit không được mã hóa sẽ xác định điểm trong tập con, còn bit b1 sẽ tới bộ mã vòng xoắn tốc độ 1/2 tạo ra 2 bit xác định tập con được sử dụng. Dưới đây là sơ đồ trạng thái của mã hóa trellis Hình 47 Sơ đồ trạng thái của mã hóa mắt lưới Trong sơ đồ trên, các trạng thái được xác định theo các bit S1S2 của thanh ghi dịch trong bộ mã vòng xoắn, các nhãn dịch chuyển trạng thái xác định tập con được sử dụng khi xảy ra dịch chuyển trạng thái đó. Tại phía thu, thuật toán Viterbi được sử dụng để kết hợp giải điều chế và giải mã. Với mỗi ký hiệu nhận được, sẽ xác định khoảng cách từ đó tới điểm gần nhất của mỗi tập con. Bình phương khoảng cách này là metric được sử dụng trong thuật toán Viterbi. Với mỗi trạng thái, không chỉ bit được mã hóa và tổng metric được lưu lại mà cả bit không được mã hóa tương ứng với điểm trong tập con mà gần nhất với mỗi symbol. Hình 48 Metric sử dụng cho giải mã Viterbi Việc tăng gấp đôi số điểm trong sơ đồ điều chế làm khoảng cách giữa các điểm giảm lần tức là phải tăng tỷ số S/N lên 3 dB. Đường đặc tính lỗi của mã hóa trellis trong kênh Gaussian tương tự như đường đặc tính khi không mã hóa nhưng dịch về phía trái đo độ tăng ích mã hóa. Độ tăng ích mã theo lý thuyết có thể đạt được 6 dB, trong thực tế với mã trellis đạt được 5 dB. Trường hợp đơn giản 4 trạng thái, 2 chiều ở trên đạt được độ tăng ích 3 dB. Cũng trường hợp trên nếu ta sử dụng 8 trạng thái với 2 bit mã hóa và 1 bit không mã hóa thì độ tăng ích mã hóa đạt được là 4 dB. Trong OFDM thường thực hiện mã hóa trellis cho các sóng mang với mỗi OFDM symbol. Tại đầu của mỗi symbol, bộ mã hóa được khởi tạo với một trạng thái biết trước. Và tại cuối của mỗi symbol bộ mã cũng được đưa về một trạng thái biết trước. Với các sóng mang trống (Null sub-carriers) thì được bỏ qua. Sơ đồ mã hóa có thể thay đổi bằng cách giữ cố định số bit mã hóa trong mỗi sóng mang và thay đổi số bit không mã hóa. Mã hóa Turbo trong OFDM Mã hóa turbo gần đây đã được sử dụng thành công trong rất nhiều hệ thống thông tin. Mã hóa turbo tổng quát bao gồm hai hay nhiều mã chuỗi hoặc mã song song. Một bộ mã turbo điển hình gồm nhiều chuỗi mã vòng xoắn song song như hình dưới đây. Khi đó các bit thông tin được mã hóa bởi hai hay nhiều bộ mã vòng xoắn đệ quy, chúng còn được sử dụng để hoán vị chuỗi thông tin. Tuy nhiên, bộ giải mã turbo lại có thể dùng các bộ mã vòng xoắn song song hay phân cấp. Khả năng sửa lỗi cao của mã hóa turbo có được bắt nguồn sự ngẫu nhiên giống như sử dụng cài xen kết hợp với mã vòng xoắn và bộ giải mã sử dụng hầu hết các thông tin ngoại lai không tương quan. Hình 49 Bộ lập mã Turbo Việc thiết kế cấu trúc và độ phức tạp của mã hóa turbo bị giới hạn bởi các thông số hệ thống khác. Chúng ta sẽ đề cập đến một vài thông số ảnh hưởng trực tiếp đến cấu trúc bộ mã. Trễ giải mã ảnh hưởng rất lớn tới thiết kế máy thu. Bởi vì cấu trúc bộ giải mã turbo là lặp và bao gồm khối giải cài xen/giải cài xen cho mỗi lần lặp lại, nếu trễ quá lớn sẽ ảnh hưởng tới chất lượng toàn bộ hệ thống. Một vấn đề quan trọng khác mà hệ thống yêu cầu là tăng ích mã hóa. Khi mà tốc độ lỗi bit BER của mã hóa turbo được cải thiện rõ rệt thì hệ thống có thể làm việc ở tỷ số tín hiệu trên tạp âm S/N nhỏ. Tuy nhiên nhiều chức năng khác của máy thu lại yêu cầu một tỷ số S/N tối thiểu nào đó, điều này cũng cần được tính toán kỹ lưỡng khi thiết kế hệ thống OFDM. Hình 410 Cấu trúc bộ giải mã Turbo Có hai kỹ thuật giải mã lặp là: Xác suất sau cực đại MAP (Maximum a posteriori Probability) và Giải thuật Viterbi cải tiến SOVA (Soft input Soft Output Viterbi Algorithm). Có 3 dạng khác nhau của đầu vào ‘mềm’ (Soft input) cho mỗi bộ giải mã là ký tự thông tin không mã hóa, thông tin dư thừa từ mã đối xứng đệ quy RSC (Recursive Symmetric Code) đầu tiên, và các thông tin ngoại lai. Đầu ra là các trọng số thông tin không mã hóa, thông tin ưu tiên (priori information) và thông tin ngoại lai tương ứng. Nói chung, thuật toán MAP là tối ưu cho đánh giá trạng thái của một quá trình Markov. Trong giải mã turbo, thuật toán MAP tính logarit của tỷ số giữa xác suất sau APP (a posteriori probability) của mỗi bit thông tin trở thành ‘1’ với xác suất APP của bit trở thành ‘0’. Kỹ thuật MAP rất phức tạp và yêu cầu số phép toán thay đổi nên ít được áp dụng trong thực tế. Còn kỹ thuật SOVA sử dụng thuật toán đơn giản hóa của thuật toán MAP được ứng dụng nhiều trong thực tế vì mặc dù không tối ưu như thuật toán MAP nhưng cấu trúc lại đơn giản hơn nhiều. Thuật toán MAP xét tất cả các đường bằng cách chia chúng thành 2 tập hợp là các đường có bit ‘1’ tại những bước riêng biệt và các đường có bit ‘0’ tại nhừng bước đó, và trả về log tỷ số tương quan giữa chúng. Còn SOVA chỉ xét những đường có triển vọng (survivor path) của thuật toán Viterbi. Như đã nói ở trên, mã hóa trong hệ thống OFDM có ưu thế của mã hóa trong cả miền thời gian và tần số với việc cài xen thích hợp. Mã hóa cung cấp thêm sự bảo vệ chống lại pha đinh chọn lọc thời gian và tần số. Sử dụng mã hóa Turbo đang được quan tâm đặc biệt cho một vài chuẩn vô tuyến. ứng dụng của OFDM trong thông tin vô tuyến Phát thanh số DAB Giới thiệu Với những đặc điểm ưu việt của mình, điều chế đa sóng mang đặc biệt thích hợp cho truyền thông quảng bá tín hiệu số. Cơ quan tiêu chuẩn Châu âu đã chấp nhận OFDM là chuẩn điều chế cho phát thanh và truyền hình số cho cả mặt đất và vệ tinh. Chuẩn phát thanh số DAB (Digital Audio Broadcast) được ban hành cho 3 dạng sau: Dạng 1 áp dụng cho mạng đơn tần SFN (Single Frequency Networks) mặt đất. Dạng 2 áp dụng cho phát thanh số mặt đất thông thường ở các địa phương. Dạng 3 áp dụng cho phát thanh quảng bá qua vệ tinh. Với các thông số của các dạng như sau: Mode1 Mode2 Mode3 Carrier number 1.536 384 192 Carrier spacing 1kHz 4kHz 8kHz Symbol time 1.246 ms 311.5 ms 155.8 ms Guard time 246 ms 61.5 ms 30.8 ms Carrier frequency <375 MHz <1.5 GHz <3 GHz Transmitter separation <96 Km <24 Km <12 Km Các chuẩn phát thanh số DAB của Châu âu Trong đó nổi bật nhất là dạng 1 dùng cho mạng đơn tần SFN. Mạng đơn tần chỉ có thể thiết lập khi sử dụng kỹ thuật điều chế đa sóng mang. Mạng đơn tần bao gồm nhiều trạm phát phân bố trên vùng cần phủ sóng phát cùng một tín hiệu ở cùng một tần số và đồng bộ về thời gian. Mạng đơn tần cho phép phủ sóng một vùng rộng lớn và khắc phục những điểm chết do bị chắn tại những vị trí đặc biệt. Như vậy một máy thu sẽ nhận được tín hiệu từ nhiều máy phát trùng khớp về tần số, định dạng tín hiệu và thời gian, ngoại trừ trễ truyền dẫn là khác nhau. Hình dưới đây sẽ minh họa một máy thu trong mạng đơn tần nhận được nhiều tín hiệu với trễ truyền dẫn khác nhau: Hình 51 Các tín hiệu thu được trong mạng đơn tần Trong trường hợp khoảng thời gian tới của các tín hiệu bao gồm các tín hiệu phản xạ nhiều đường và các tín hiệu tới từ các trạm phát khác nhỏ hơn khoảng bảo vệ giữa các symbol, khi đó tính trực giao giữa các sóng mang được bảo đảm. Như vậy công suất thu được sẽ tăng lên. Trong trường hợp ngược lại thì sẽ xảy ra giao thoa giữa các sóng mang. Giao thoa này tương đương với nhiễu Gaussian và tỷ lệ với khoảng mà nhiễu ISI vượt quá khoảng bảo vệ. Ví dụ máy thu nhận được tín hiệu trực tiếp từ hai máy phát cách nhau 40 Km, khi đó khoảng thời gian hai tín hiệu tới máy thu cách nhau cỡ 133 ms. Ngoài ra còn có tín hiệu phản xạ nhiều đường từ các trạm phát này. Do đó yêu cầu khoảng bảo vệ lớn hơn 133 ms. Trong thực tế không thể tăng khoảng bảo vệ lên quá cao vì khi đó sẽ làm giảm hiệu suất sử dụng băng thông. Do đó khoảng cách giữa các trạm phát phải đủ nhỏ để loại bỏ nhiễu ISI. Một yếu tố khác ảnh hưởng đến khoảng cách cực tiểu giữa các sóng mang và khoảng thời gian cực đại của các symbol là hiệu ứng Doppler. Hiệu ứng Doppler gây ra dịch tần số và ảnh hưởng đến bộ giao động nội của máy thu. Ví dụ máy thu đặt trên một xe chạy với tốc độ 80 Km/h thì hiệu ứng Doppler làm dịch tần tại tần số 240 MHz là 18 Hz. Khoảng cách giữa các sóng mang phải lớn hơn giá trị trên để giảm thiểu nhiễu ISI. Điều này đặc biệt quan trọng cho hệ thống OFDM có tần số đồng hồ được tự tạo ra ở phía thu. Mode 1 sử dụng 1536 sóng mang và khoảng cách giữa chúng là 1kHz, khoảng thời gian tồn tại của một symbol là 1246 ms trong đó khoảng bảo vệ GI là 246 ms. Mỗi sóng mang được điều chế khóa dịch pha vi sai với khoảng cách là p/4 (p/4-DPSK). Như vậy trên sơ đồ điều chế cứ hai bit thông tin được điều chế vào sóng mang có pha là ±p/4 hoặc ±3p/4. Máy phát thực hiện biến đổi IFFT 2048 điểm, các sóng mang không sử dụng được coi là có biên độ bằng không. Do đó phổ của toàn bộ các sóng mang là 1,536 MHz. Thành phần I và Q của tín hiệu đã điều chế được đưa tới khối cao tần RF tại tần số từ 175 đến 240 MHz. Một kênh OFDM có thể truyền một vài chương trình phát thanh, mỗi chương trình có thể có chất lượng thay đổi mono hay strereo. Mỗi kênh audio được mã hóa âm thanh với tốc độ từ 32 kbps đến 382 kbps. Dòng bit này được mã hóa vòng xoắn với tốc độ mã 1/2 và được cài xen (interleaving). Các dòng bit được ghép kênh theo thời gian và đưa tới bộ điều chế OFDM. Tốc độ bit tổng cộng (sẽ trình bày ở dưới đây) là 2,3 Mbps. Bởi vì tốc độ của các kênh audio là thay đổi nên số kênh audio được truyền trong một kênh OFDM cũng thay đổi theo. Một hệ thống điển hình truyền 6 kênh audio với tốc độ 192 kbps. Hệ thống phát thanh số DAB theo chuẩn Châu âu Cấu trúc của một máy phát thanh DAB số sử dụng kỹ thuật điều chế OFDM như sau: Hình 52 Sơ đồ khối máy phát DAB Bộ mã hóa âm thanh thực hiện lấy mẫu, lượng tử hóa, số hóa và mã hóa tín hiệu âm thanh đầu vào. Tốc độ lấy mẫu là 48kHz và số hóa 16 bit trên một mẫu cho ra tốc độ 768 kbps cho một kênh. Sau đó tốc độ này được mã hóa xuống tốc độ thấp hơn tùy thuộc vào chất lượng yêu cầu. Tín hiệu số đầu ra được ngẫu nhiên hóa bằng cách cộng modul-2 với dãy giả ngẫu nhiên (pseudo-random sequence) để cân bằng lượng các bit ‘1’ và các bit ‘0’. Ngẫu nhiên hóa còn nhằm mục đích để cho phổ tần số phát đi có độ phân tán thích hợp. Sau ngẫu nhiên hóa, tín hiệu được mã hóa vòng xoắn với tốc độ 1/2. Như vậy dòng bit ra khỏi bộ mã hóa vòng xoắn có tốc độ gấp đôi tốc độ đầu vào. Tiếp đó dòng bít được xáo trộn (interleaving) trước khi đưa tới bộ ghép kênh. Một vài kênh audio sẽ được ghép kênh cùng với các tín hiệu khác, có thể là các dữ liệu được thêm vào các kênh audio. Tín hiệu sau bộ ghép kênh sẽ được đóng khung. Một khung gồm 2 ký hiệu đồng bộ (synchronous symbol), 3 ký hiệu mào đầu (overhead symbol) và tiếp theo là 72 symbol thông tin. Như vậy mỗi khung có 77 symbol, mỗi symbol là 3072 bit (1536 sóng mang x 2 bit trên mỗi sóng mang). Như đã nói độ dài mỗi symbol là 1246 ms do đó độ dài của khung là 77 * 1,246 = 96 ms. Hình 53 Cấu trúc khung DAB Các ký hiệu thông tin và mào đầu được cài xen lần nữa, và cuối cùng là các ký hiệu đồng bộ được thêm vào trước khi điều chế vào các sóng mang tại bộ điều chế OFDM. Ký hiệu đồng bộ đầu tiên là null tức là không có tín hiệu, do đó việc đồng bộ khung thô có thể được thực hiện đơn giản bằng cách tách sóng đường bao. Ký hiệu đồng bộ thứ hai có mẫu cố định, dùng cho đồng bộ khung và cung cấp pha chuẩn để tách sóng vi sai các symbol tiếp theo. Các thông tin overhead được dùng để mang các thông tin về kênh, các tham số sóng mang dùng cho giải mã thông tin. Như vậy tốc độ bit thông tin được truyền qua 1 kênh DAB là: Như đã đề cập, mỗi sóng mang sử dụng điều chế DPSK-4 điểm. Điều chế vi sai đơn giản hóa việc đồng bộ và dễ dàng giải điều chế. Truyền hình số DVB Giới thiệu Truyền hình số quảng bá DVB (Digital Video Broadcasting) là một khái niệm rộng bao gồm truyền hình, các ứng dụng đa phương tiện di động (Multimedia mobile application) và các dịch vụ cung cấp dữ liệu không dây. DVB có thể kết hợp với các mạng không dây khác như mạng cellular để cung cấp một hệ thống truy nhập dữ liệu bất đối xứng không dây dùng để truy nhập internet không dây. Truyền hình số là bước phát triển tiếp theo của truyền hình màu tương tự. Để truyền với chất lượng tương đương cần tốc độ bit là 216 Mbps cho hình ảnh và 1536 kbps cho âm thanh. Do đó mã hóa nguồn là cực kỳ quan trọng trong hệ thống DVB. Các hệ thống truyền hình số hiện nay sử dụng kỹ thuật nén MPEG-2 cho phép nén xuống tốc độ 3,5 Mbps cho cả hình ảnh và âm thanh. Hiện nay đang tồn tại 3 chuẩn truyền hình số là ATSC (Advanced Television Systems Committee) của Mỹ, chuẩn DVB của Châu âu, và chuẩn ISDB (Intergrated Service Digital Broadcasting) của Nhật. Trong đó có hai chuẩn sử dụng kỹ thuật điều chế đa sóng mang OFDM là chuẩn DVB và ISDB. Các chuẩn này được ban hành thành các chuẩn cụ thể cho truyền hình mặt đất, vệ tinh và truyền hình cáp. Trong đó chuẩn truyền hình số mặt đất DVB-T đã tỏ rõ ưu thế của mình và đã được nhiều nước lựa chọn trong đó có cả ở nước ta. Do đó dưới đây sẽ tập trung vào DVB-T như là một ứng dụng của OFDM. Truyền hình số mặt đất DBV-T của Châu âu chọn kỹ thuật COFDM (Coded Orthogonal Division Frequency), là kỹ thuật điều chế đa sóng mang OFDM kết hợp với kỹ thuật mã hóa kênh truyền, vì những lý do sau: Loại bỏ nhiễu: Sự tồn tại đồng thời của truyền hình số và truyền hình tương tự yêu cầu hệ thống tuyệt đối không gây nhiễu với truyền hình tương tự và các nhiễu băng hẹp khác, bởi vì truyền hình tương tự rất nhạy cảm với nhiễu. Trước khi sử dụng kỹ thuật điều chế đa sóng mang thì vấn đề này được giải quyết bằng cách giảm công suất phát và sử dụng các kỹ thuật mã hóa để đạt được tốc độ lỗi bit yêu cầu. Hiệu ứng đa đường (multipath effect): Sóng truyền theo nhiều đường tới máy thu với trễ truyền dẫn khác nhau là nguyên nhân chính làm suy giảm chất lượng các kênh truyền hình mặt đất. Kiến trúc mạng đơn tần SFN của DVB tạo ra nhiều tín hiệu cùng tới máy thu từ các trạm phát khác nhau và do phản xạ thông thường. Sự tồn tại của nhiều tín hiệu với độ trễ khác nhau tại máy thu yêu cầu một kỹ thuật điều chế mạnh để chống lại hiệu ứng này. COFDM cho phép loại bỏ hoàn toàn hiệu ứng đa đường miễn là độ dài của khoảng bảo vệ GI được thiết kế một cách hợp lý. Độ dài của khoảng bảo vệ càng lớn thì cho phép khoảng cách giữa các trạm phát trong mạng đơn tần càng xa, tuy nhiên sẽ phải trả giá là sự giảm hiệu suất sử dụng băng thông. Sự bố trí hợp lý các tín hiệu pilot tại các khe thời gian và tần số cho phép chịu được hiệu ứng Doppler và tạo ra khả năng di động cho các thiết bị đầu cuối. Truyền hình số chuẩn Châu Âu DVB-T Chuẩn truyền hình số DVB-T (Digital Video Broadcasting - Terrestrial) được ban hành bởi ETSI (European Telecommunication Standards Institute) dựa trên các ý tưởng sau: Đưa ra mô hình hệ thống phát sóng truyền hình số mặt đất Xác định yêu cầu về chất lượng tín hiệu và khả năng tương thích cho các loại dich vụ khác nhau. Quan tâm tới vấn đề xử lý tín hiệu ở mày thu để mở rộng các giải pháp thực hiện khác nhau. Nhằm vào mục đích chống hiệu ứng nhiều đường, chống pha đinh lựa chọn tần số và chống hiệu ứng Doppler. Tạo khả năng thiết lập mạng đơn tần. Tạo khả năng đa phương tiện. Tạo khả năng di động. DVB-T có hai chế độ là 2k và 8k tương ứng với số điểm biến đổi IFFT/FFT. Mode 2k có 1705 sóng mang, mode 8k có 6817 sóng mang. Với mỗi mode đều có thể truyền tải ở hai chế độ phân cấp và không phân cấp. Đối với chế độ không phân cấp, các chương trình được phát với cùng mức tín hiệu do vậy chỉ các vùng có cường độ trường lớn hơn mức ngưỡng mới có thể thu được. Còn ở chế độ phân cấp thì các chương trình được phát với mức độ ưu tiên về mức tín hiệu khác nhau, do đó có những vùng chỉ thu được các chương trình ưu tiên. DVB-T sử dụng các kỹ thuật QPSK, 16-QAM, 64-QAM để điều chế cho các sóng mang, nhưng chế độ phân cấp chỉ thực hiện được khi sử dụng kỹ thuật điều chế 16-QAM và 64-QAM. Dưới đây là sơ đồ khối hệ thống phát truyền hình số theo chuẩn DVB-T: Hình 54 Sơ đồ khối hệ thống phát sóng DVB-T Đầu vào máy phát DVB-T là dòng truyền tải MPEG-2 đa chương trình có tốc độ bit từ 4,98 Mbps đến 31,67 Mbps. Khi hoạt động ở chế độ phân cấp thì sẽ có thêm bộ splitter để chia dòng truyền tải thành hai dòng ưu tiên cao và ưu tiên thấp. Hai dòng truyền tải này được mã hóa khác nhau và đưa tới bộ điều chế phân cấp. Đầu tiên dòng MPEG-2 được ngẫu nhiên hóa để thích ứng với đặc tính kênh truyền và chế độ làm việc của máy phát. Quá trình ngẫu nhiên hóa được thực hiện bằng cách cộng modul-2 với chuỗi giả ngẫu nhiên PRBS cho bởi đa thức sinh 1 + x14 + x15 với chuỗi khởi đầu là 100 1010 1000 0000. Như đã đề cập, các ứng dụng của OFDM thường sử dụng chuỗi mã hóa gồm mã hóa khối, mã vòng xoắn và cài xen. Mã hóa ngoài sử dụng mã hóa khối Reed Solomon (204, 188) tức là khối đầu vào là 188 byte và đầu ra là 204 byte. Bộ mã này có khả năng sửa sai 8 byte. Tiếp đó là bộ cài xen ngoài để tăng khả năng sửa sai của mã khối RS (204, 188) trong trường hợp xảy ra lỗi chùm. Mã hóa trong sử dụng mã vòng xoắn với tốc độ cơ bản là 1/2. Nếu truyền ở chế độ phân cấp thì hai dòng truyền tải được mã hóa với tốc độ khác nhau. Do đó ngoài tốc độ cơ bản là 1/2 còn có các tốc độ mã hóa vòng xoắn khác là 2/3, 3/4, 5/6 và 7/8. Tiếp theo là bộ cài xen trong bao gồm cài xen bit và cài xen symbol. ở chế độ không phân cấp dòng bit sau mã hóa tới bộ cài xen bit được chia thành 2, 4, 6 luồng tương ứng với các phương pháp điều chế QPSK, 16-QAM và 64-QAM. ở chế độ phân cấp hai dòng bit sau khi được mã hóa riêng sẽ cùng được đưa tới bộ cài xen trong và mỗi dòng chia làm hai luồng cho điều chế 16-QAM, với điều chế 64-QAM thì dòng ưu tiên cao được chia làm 2 luồng còn dòng ưu tiên thấp được chia làm 4 luồng. Cài xen symbol (symbol interleaving) được thực hiện sau cài xen bit. Mục đích của cài xen symbol là xáo trộn các symbol trước khi điều chế vào các sóng mang. Khối điều chế OFDM bao gồm điều chế (Mapper), thích ứng khung (Frame adaptation), biến đổi IFFT, chèn khoảng bảo vệ, điều chế số I/Q, và biến đổi D/A. Dưới đây là một sơ đồ của khối điều chế OFDM dùng cho truyền hình số DVB-T: Hình 55 Sơ đồ điều chế OFDM cho DVB-T Cấu trúc khung: tín hiệu truyền đi được tổ chức thành các khung, mỗi khung có thời gian là TF gồm 68 symbol. Cứ 4 khung tạo thành một siêu khung (Super Frame). Tất cả các symbol của một khung đều chứa số liệu và các thông tin báo hiệu và được đánh số từ 0 đến 67. Các thông tin báo hiệu được truyền trên các sóng mang xác định bao gồm: Các pilot phân tán là thông tin chỉ dẫn cho máy thu đánh giá tình trạng kênh truyền để tiến hành sửa lỗi. Các pilot liên tục là các thông tin chỉ dẫn cho máy thu thực hiện đồng bộ khung, đồng bộ tần số và đồng bộ thời gian. Các sóng mang pilot đều được truyền với mức công suất tăng cường 2,5 dB so với các sóng mang khác. Các sóng mang báo hiệu thông số truyền dẫn TSP (Transmission Parameter Signalling) được sử dụng để cung cấp các thông số liên quan tới mã hóa,điều chế như kiểu điều chế, phân cấp, khoảng bảo vệ, tốc độ mã hóa... Mỗi symbol OFDM được tạo nên bởi 1705 sóng mang ở mode 2k hoặc 6817 sóng mang ở mode 8k và được truyền trong thời gian TS = TU + TGI. Trong đó TU là thời gian hữu ích còn TGI là khoảng bảo vệ Guard interval. Giá trị của khoảng bảo vệ bằng 1/4; 1/8; 1/16 hoặc 1/32 TU. Các tham số Mode 2k Mode 8k Số lượng sóng mang 1705 6817 Số pilot phân tán 131 524 Số pilot liên tục 45 117 Số sóng mang TPS 17 68 Số sóng mang dữ liệu 1512 6048 Thời gian hữu ích TU 224 ms 896 ms Khoảng cách tối thiểu giữa các sóng mang 1/ TU 4464 Hz 1116Hz Băng thông hữu ích 7,61 MHz 7,61 MHz Bảng các tham số của DVB-T ở 2 mode Tiêu chuẩn DVB-T được thiết kế truyền dẫn trong môi trường chịu nhiều ảnh hưởng của nhiễu, pha đinh ... và có khả năng chống lại phản xạ nhiều đường, hiệu ứng Doppler cho phép thiết lập mạng đơn tần, thu di động. Trong tiêu chuẩn lại có nhiều phương án khác nhau như mode truyền (mode 2k hay 8k), chế độ truyền (ưu tiên hay không ưu tiên), phương pháp điều chế, khoảng bảo vệ, tỷ số mã hóa nên sự linh hoạt và hiệu quả. Do đó DVB-T đã tỏ rõ ưu thế của mình so với các chuẩn truyền hình số khác và đang được sử dụng ở nhiều nước trên thế giới. Mạng LAN không dây (Wireless LAN) Cùng với những tiến bộ vượt bậc của máy tính cá nhân và các thiết bị truyền thông, các ứng dụng chuyển mạch gói không dây cũng ngày càng được quan tâm đã dẫn tới sự ra đời của mạng nội bộ không dây Wiless LAN. Wiless LAN đã được IEEE ban hành thành chuẩn 802.11 vào năm 1999 và ngày càng được hoàn thiện với các version khác nhau. Đặc tính của Wiless LAN là tốc độ cao, tính di động thấp, độ trải trễ truyền dẫn thấp và thường được sử dụng ở môi trường trong nhà. Do đó Wiless LAN chọn phương thức điều chế OFDM: OFDM giải quyết được khó khăn của Wiless LAN là bị phản xạ đa đường lớn do các vật thể ở môi trường trong nhà gây nên. Mặc dù độ trải trễ do phản xạ đa đường là nhỏ nhưng do truyền dẫn tốc độ cao, chy kỳ symbol nhỏ nên ảnh hưởng của trễ đa đường tới hệ thống Wiless LAN là rất lớn. Tương đối hiệu quả trong việc sử dụng băng thông. Thích hợp với tốc truyền thay đổi. Chống nhiễu băng hẹp tốt. Nhiễu băng hẹp gây ra do nhiều người sử dụng và do các thiết bị khác gây ra. Hiệu quả tính toán cao: sử dụng biến đổi Fourier nhanh FFT cho phép giảm độ phức tạp xuống do chỉ phải thực hiện Nlog2N phép tính cho 1 symbol. Với N là số sóng mang. Đồng bộ tốt: máy thu OFDM ít chịu ảnh hưởng của jitter thời gian hơn so với dùng kỹ thuật trải phổ. Theo chuẩn IEEE 802.11a, hệ thống WLAN làm việc ở tần số 5 GHz sử dụng các sơ đồ điều chế khác nhau với tốc độ mã hóa khác nhau cho phép truyền dữ liệu với tốc độ từ 6 Mbps đến 54 Mbps. Sự kết hợp giữa các sơ đồ điều chế với tốc độ mã hóa vòng xoắn khác nhau cho phép truyền tải tốc độ bit tương ứng như sau: Tốc độ bit (Mbps) Điều chế Tốc độ mã hóa (R) Số bit truyền trên 1 sóng mang Số bit truyền trên 1 OFDM symbol Số bit dữ liệu trên 1 symbol 6 BPSK 1/2 1 48 24 9 BPSK 3/4 1 48 36 12 QPSK 1/2 2 96 48 18 QPSK 3/4 2 96 72 24 16-QAM 1/2 4 192 96 36 16-QAM 3/4 4 192 144 48 64-QAM 2/3 6 288 192 54 64-QAM 3/4 6 288 216 Các tốc độ bit dùng trong WLAN Bộ điều chế OFDM trong WLAN có tổng cộng 64 sóng mang bao gồm 12 sóng mang trống (zero), 48 sóng mang dữ liệu và 4 sóng mang dẫn đường (pilot). Độ rộng băng thông của WLAN là 20 MHz, do đó khoảng cách giữa các sóng mang là 20MHz/64 = 312.5 kHz. Chu kỳ của một OFDM symbol là 4 ms trong đó khoảng bảo vệ GI là 0,8 ms. Khoảng bảo vệ ở đây là CP (cyclic prefix). Bộ điều chế OFDM sử dụng biến đổi IFFT 64 điểm (64 point IFFT). Dòng bit từ phân lớp MAC của của lớp liên kết dữ liệu được đưa tới lớp vật lý để truyền dẫn. Dòng bit được mã hóa vòng xoắn với tốc độ phù hợp để đạt được tỷ số lỗi bit cho phép. Dòng bit đã mã hóa ở dạng nối tiếp được biến đổi 48 dòng bit song song có tốc độ thấp để điều chế vào 48 sóng mang dữ liệu. Quá trình điều chế ở đây thực chất là ánh xạ (Mapping) từng tổ hợp bit của 48 luồng dữ liệu song song theo sơ đồ điều chế (Constellation) để tạo thành 48 số phức và được biến đổi IFFT 64 điểm và được biến đổi song song sang nối tiếp tạo thành chy kỳ hữu ích của symbol. Khoảng bảo vệ dạng cyclic prefix với tỷ lệ 1/5 sẽ được chèn vào bằng cách copy 16 điểm cuối của chu kỳ hữu ích để đặt vào đầu chu kỳ tạo thành 1 OFDM symbol hoàn chỉnh có chu kỳ là 4 ms. Tiếp đó các symbol được điều chế vuông góc, nâng lên dải tần 5 GHz, khuyếch đại công suất cao tần và dẫn tới anten phát để truyền đi. Phía thu thực hiện quá trình ngược lại với phía phát. Dưới đây là sơ đồ bộ thu phát (Transceiver) của WLAN: Hình 56 Sơ đồ khối bộ thu phát trong WLAN Phân lớp MAC (Medium Access Control) trong mạng WLAN được thiết kế để hoạt động trong môi trường có nhiễu và có khả năng di động với tốc độ thấp. Do đó ở đây có những khác biệt so với các mạng LAN hữu tuyến thông thường. Hiệu ứng đầu cuối ẩn (Hidden terminal effect) xảy ra khi một thiết bị đầu cuối không phát hiện ra quá trình truyền dẫn của thiết bị đầu cuối khác và cố gắng chiếm dụng đường truyền là một nguyên nhân gây ra xung đột. Không giống như trong môi trường hữu tuyến các xung đột xảy ra đều do thất thoát các gói bị xung đột. Trong môi trường vô tuyến, máy thu có thể phát hiện chính xác một gói xung đột nhờ công suất phát của các trạm khác và đặc tính của kênh truyền. Sự phát hiện sai các gói nhận được do pha đinh nhiều đường cũng là một nguyên nhân khác gây ra xung đột. Tính di động của các thiết bị đầu cuối cũng cần phải được cân nhắc đến một cách thích đáng. Chuẩn IEEE 802.11 cung cấp hai mode hoạt động cho phân lớp MAC. Mode thứ nhất dựa trên hàm điều phối phân bố DCF (Distributed coordination function) tương tự như kỹ thuật phân phát gói tối ưu. Mode thứ hai dựa trên hàm điều phối điểm PCF (Point coordination function) là phương pháp bỏ phiếu có điều khiển tập trung được quản lý bởi điểm truy nhập AP (access point) và được dùng cho các dịch vụ dữ liệu nhạy cảm với trễ. Điểm truy nhập được nối tới các hệ thống phân tán có thể là Ethernet, FDDI hay các mạng backbone khác. Hỗ trợ mode DCF là bắt buộc cho mạng WLAN. Nếu mạng chỉ hỗ trợ mode DCF thì được gọi là mạng không theo thể thức (ad-hoc network). Khi đó tất cả các user đều có cơ hội sử dụng tài nguyên mạng như nhau. Theo chuẩn IEEE 802.11, WLAN sử dụng phương thức đa truy nhập sóng mang cảm ứng với tránh xung đột CSMA/CA (Carrier sense multiple access with collision avoidance) tương tự như CSMA/CD của ethernet. Trong CSMA/CA một đầu cuối chỉ có thể nghe kênh truyền trước khi truyền dữ liệu mà không thể nghe được trong khi truyền như trong CSMA/CD. Nếu kênh truyền rỗi trong một khoảng thời gian lớn hơn khoảng cách giữa các frame DIFS (Distributed inter-frame spacing) thì sẽ tiến hành truyền. Ngược lại thiết bị đầu cuối sẽ tiếp tục nghe đường truyền tới khi kênh rỗi hơn một DIFS. Còn tính năng tránh xung đột Collision avoidance yêu cầu thiết bị đầu cuối sẽ chờ thêm một khoảng thời gian ngẫu nhiên sai khi kênh đã rỗi một DIFS. Trong thời gian chờ thì trạm vẫn tiếp tục nghe đường truyền. Điều này tránh được xung đột khi có nhiều hơn một trạm đồng thời nghe đường truyền và cùng truyền khi đường truyền rỗi. Trong trường hợp xảy ra xung đột, các trạm này sẽ phải thực hiện lại với thời gian chờ thêm dài hơn. Hiển nhiên là không có sự đảm bảo về thời gian trễ nhỏ nhất trong mode DCF. Với các ứng dụng nhạy cảm với trễ như VoIP thì sẽ dùng mode PCF. Mode PCF sử dụng một điều phối viên dựa vào phương thức bỏ phiếu để điều phối việc truyền dẫn mà không xảy ra cung đột. ứng dụng OFDM trong thông tin hữu tuyến Đường dây thuê bao số bất đối xứng ADSL Giới thiệu ADSL Kỹ thuật truy nhập mạch vòng cáp đồng hay được gọi là kỹ thuật đường dây thuê bao số DSL (Digital Subscriber Line) đã xuất hiện từ đầu những năm 1980. Thực ra đây là một họ các công nghệ thường được gọi là các công nghệ xDSL, chữ x thể hiện cho các công nghệ D