Đề tài Mô phỏng truyền dẫn ofdm thích ứng trong thông tin vô tuyến

HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG CỘNG HOÀ XÃ HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM KHOA VIỄN THÔNG 1 Độc lập - Tự do - Hạnh phúc --------o0o--------- --------o0o--------- ĐỀ TÀI ĐỒ ÁN TỐT NGHIỆP ĐẠI HỌC Họ và tên : Dương Minh Khiêm Lớp : D2001-VT Khoá : 2001 – 2006 Ngành : Điện tử – Viễn thông TÊN ĐỀ TÀI: "MÔ PHỎNG TRUYỀN DẪN OFDM THÍCH ỨNG TRONG THÔNG TIN VÔ TUYẾN" NỘI DUNG ĐỒ ÁN : Phần I: Đặc tính kênh truyền vô tuyến Phần II: Nguyên lý hoạt động của OFDM và AOFDM Phần V: Chương trình mô phỏng Ngày giao đề tài: 27/07/2005 Ngày nộp đồ án: 27/10/2005 Hà Nội, ngày tháng năm 2005 Giáo viên hướng dẫn Ts. Nguyễn Phạm Anh Dũng Ks. Nguyễn Viết Đảm NHẬN XÉT CỦA GIÁO VIÊN HƯỚNG DẪN: ……………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… ……………………………………………………………………………………… ……………………………………………………………………………………… ……………………………………………………………………………………… ……………………………………………………………………………………… ……………………………………………………………………………………… ……………………………………………………………………………………… Điểm: (Bằng chữ: ) Hà Nội, Ngày tháng năm 2005 Giáo viên hướng dẫn Ts. Nguyễn Phạm Anh Dũng Ks. Nguyễn Viết Đảm NHẬN XÉT CỦA GIÁO VIÊN PHẢN BIỆN: ……………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………………… Điểm: (Bằng chữ: ) Ngày tháng năm 2005 Giáo viên phản biện Lời nói đầu Thấy rõ, hiệu quả sản xuất kinh doanh, chắt lọc tinh hoa văn minh nhân loại, tốc độ phát triển khoa học kỹ thuật, cơ hội rút ngắn khoảng cách phát triển, cơ hội để đi tắt đón đầu, cũng như cơ hội tìm kiếm đầu tư của các nhà đầu tư.... đã và đang được khẳng định nhờ vào việc trao đổi thông tin. Thêm nữa trước sức ép của xu thế toàn cầu hoá, hội nhập, cạnh tranh thì xã hội hoá thông tin là vấn đề toàn xã hội quan tâm. Điều này thể hiện rất rõ qua các chương trình: thương mại điện tử, chính phủ điện tử....Trong xã hội thông tin đó nổi bật nhất là thông tin vô tuyến đặc biệt là thông tin di động do tính linh hoạt, mềm dẻo, di động, tiện lợi của nó. Như vậy nhu cầu về sử dụng hệ thống thông tin di động ngày càng gia tăng điều này đồng nghĩa với nhu cầu chiếm dụng tài nguyên vô tuyến gia tăng, hay nói cách khác tồn tại mâu thuẫn lớn giữa nhu cầu chiếm dụng tài nguyên và tài nguyên vốn có của thông tin vô tuyến. Nhưng do đặc điểm của truyền dẫn vô tuyến là tài nguyên hạn chế, chất lượng phụ thuộc nhiều vào môi trường: địa hình, thời tiết... dẫn đến làm hạn chế triển khai đáp ứng nhu cầu của xã hội của các nhà công nghiệp và dịch vụ viễn thông. Trước mẫu thuẫn này, đặt ra bài toán cho các nhà khoa học và các ngành công nghiệp có liên quan phải giải quyết. Chẳng hạn khi nói đến vấn đề tài nguyên vô tuyến, lịch sử phát triển đã cho thấy chúng được giải quyết bằng các giải pháp kỹ thuật, công nghệ như: FDMA, TDMA, SDMA, CDMA, sự kết hợp giữa chúng ở đó đã tìm mọi cách để khai thác triệt để tài nguyên ở dạng thời gian, tần số, không gian, mã. Tuy nhiên chưa tìm thấy ở các hệ thống di động trước đây một phương pháp sử dụng tối ưu phổ tần, một tài nguyên vô cùng quan trọng trong thông tin vô tuyến. Giá trị tài nguyên phổ tần có thể được thấy qua cuộc bán đấu giá đăng ký phổ tần vô tuyến cho 3G tại Châu Âu bắt đầu trong năm 1999. Anh quốc chỉ với 90 MHz đã kết thúc cuộc bán đấu giá với 22.5 tỷ bảng Anh [5]. Đối với Đức kết quả cũng tương tự, với 100 MHz băng tần chi phí lên đến 46 tỷ USD [6]. Điều này tương đương với 450 triệu USD/MHz. Thời gian sử dụng phổ tần chỉ kéo dài 20 năm [7]. Vì thế sử dụng hiệu quả phổ tần triệt để cho hệ thống truyền thông vô tuyến là cực kỳ quan trọng. Trong bối cảnh như vậy OFDM được xem là giải pháp công nghệ khắc phục nhược điểm về hiệu quả sử dụng phổ tần thấp của các hệ thống di động trước đây. Chu kỳ ký hiệu lớn cho phép công nghệ OFDM có thể truyền dữ liệu tốc độ cao qua kênh vô tuyến. Mặt khác OFDM sử dụng các sóng mang con trực giao để truyền dữ liệu, điều này tạo cho OFDM sử dụng băng tần kênh tối ưu. Tuy nhiên các hệ thống sử dụng công nghệ OFDM hiện nay như: DAB, DVB, HDTV, HiperLAN2... đều không dùng cơ chế thích ứng, do đó chưa tối ưu hiệu năng, thông lượng cũng như chưa đối phó hiệu quả đối với những ảnh hưởng bất lợi của kênh truyền vô tuyến di động. Trên đây là những nét cơ bản về chuyên ngành vô tuyến mà bản thân quan tâm, lĩnh hội được trong quá trình học tập tại Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông. Với các kiến thức cơ bản về chuyên môn lĩnh hội được cùng với sự định hướng của thầy giáo Ts. Nguyễn Phạm Anh Dũng và thầy giáo Ks. Nguyễn Viết Đảm, đồ án đã chọn chủ đề nghiên cứu giải pháp điều chế thích ứng tín hiệu số trong hệ thống truyền dẫn số nhằm có được hiệu suất sử dụng băng tần cao. Từ đó xây dựng chương trình mô phỏng, cụ thể là : "Mô phỏng truyền dẫn OFDM thích ứng trong thông tin vô tuyến". Ý tưởng thích ứng là: khi điều kiện kênh truyền tốt sẽ truyền dữ liệu tốc độ cao, vì thế sẽ được lợi về thông lượng (BPS). Khi điều kiện kênh tồi sẽ truyền dữ liệu tốc độ thấp hơn để đảm bảo chất lượng dịch vụ (QoS). Nhưng trước tiên cần xác định được đặc tính môi trường truyền dẫn (kênh truyền), trên cơ sở đó sẽ thích ứng các tham số điều chế theo kênh truyền. Theo đó đồ án được tổ chức thành 6 chương như sau. Chương 1: Giới thiệu chung Giới thiệu các hệ thống di động hiện hành, phân tích các ưu nhược điểm của chúng và giải thích tại sao xu thế tất yếu sử dụng công nghệ OFDM. Chương 2: Đặc tính kênh vô tuyến di động Đề cập một số khái niệm cơ bản đặc trưng cho truyền lan sóng vô tuyến, phân tích các ảnh hưởng và các thông số đặc trưng của đường truyền vô tuyến, các yêu cầu đối với mô hình kênh, kênh và phân loại chúng, các thông số đặc trưng này làm cơ sở để xây dựng các thuật toán thích ứng chương 5. Chương 3: Nguyên lý hoạt động của OFDM Trình bày những nguyên lý chung nhất về OFDM, trình bày mô hình hệ thống OFDM, phân tích các thông số đặc trưng của OFDM, phân tích các nhân tố ảnh hưởng của kênh pha đinh lên hiệu năng của hệ thống truyền dẫn OFDM và giải pháp khắc phục. Trình bày khả năng tiết kiệm phổ tần của bộ lọc băng thông. Chương 4: Ước tính chất lượng và cân bằng kênh Thấy rõ, để tối ưu các máy thu cần phải xác định được chất lượng kênh. Từ đó xây dựng các giải pháp đối phó phù hợp chẳng hạn như bộ lọc thích ứng. Theo đó chương này trình bầy một số phương pháp đối phó với những bất lợi của kênh truyền vô tuyến di động như sử dụng bộ cân bằng: ZF, LMSE, đồng thời phân tích vai trò của việc ước tính kênh chính xác. Qua đó, đưa ra giải pháp ước tính kênh bằng PSAM. Chương 5: Điều chế OFDM thích ứng Trình bày nguyên lý điều chế thích ứng, vai trò của điều chế thích ứng, xây dựng giải thuật thích ứng cho truyền dẫn OFDM thích ứng trong thông tin vô tuyến, phân tích ưu nhược điểm của từng cơ chế thích ứng, trên cơ sở đó lựa chọn hai cơ chế thích ứng: thích ứng theo mức điều chế (AQAM) và thích ứng chọn lọc sóng mang. Trình bày mô hình giải thuật và lưu đồ thuật toán thích ứng cho cơ chế thích ứng chọn lọc sóng mang. Chương 6: Chương trình mô phỏng hệ thống truyền dẫn OFDM thích ứng Dựa trên các kết quả nghiên cứu, xây dựng mô hình hệ thống truyền dẫn OFDM thích ứng phục vụ cho mô phỏng. Tiến hành thiết kế các phần tử trong hệ thống truyền dẫn OFDM thích ứng. Trên cơ sở liên kết các phần tử, xây dựng chương trình mô phỏng hệ thống truyền dẫn OFDM thích ứng. Đánh giá hiệu năng giữa các hệ thống dùng cơ chế thích ứng và giữa hệ thống thích ứng với hệ thống không dùng cơ chế thích ứng thông qua chất lượng ảnh ban đầu và ảnh truyền qua hệ thống OFDM. Đồng thời so sánh hiệu năng (BER) và hiệu năng thông lượng (BPS) giữa các hệ thống này thông qua kết quả mô phỏng. Được sự quan tâm, giúp đỡ và chỉ bảo tận tình trong nghiên cứu và cung cấp tài liệu của thầy giáo Ts. Nguyễn Phạm Anh Dũng và thầy giáo Ks. Nguyễn Viết Đảm và ý kiến đóng góp của các thầy cô giáo trong bộ môn vô tuyến cùng với sự nỗ lực của bản thân, đồ án được hoàn thành với nội dung được giao ở mức độ và phạm vi nhất định. Tuy nhiên do trình độ và thời gian có hạn, đồ án chắc chắn không tránh khỏi những sai sót, kính mong các thầy cô giáo và các bạn đọc, đóng góp ý kiến chỉnh sửa và định hướng nội dung cho hướng phát triển tiếp theo. Em xin trân thành cảm ơn thầy giáo Ts. Nguyễn Phạm Anh Dũng và thầy giáo Ks. Nguyễn Viết Đảm, các thầy cô giáo trong bộ môn vô tuyến, khoa viễn thông I và các bạn đã tận tình giúp đỡ trong thời gian học tập và làm đồ án. Hà nội, ngày 15 tháng 10 năm 2005 Người làm đồ án Dương Minh Khiêm Mục lục Danh mục bảng Bảng 1.1. Đặc tính dịch vụ của UMTS..............................................................................1 Bảng 1.2. Tham số đặc trưng của các hệ thống sử dụng công nghệ OFDM.....................2 Bảng 2.1. Các loại pha đinh phạm vi hẹp..........................................................................9 Bảng 2.2. Các đặc tính kênh trong ba miền: không gian, tần số và thời gian................. 20 Bảng 3.1. Mối quan hệ giữa các tham số OFDM ............................................................32 Bảng 3.2 Mã hoá Gray các bit nhị phân.......................................................................... 41 Bảng 3.3 Tham số khoảng bảo vệ RC của IEEE 802.11a............................................... 48 Bảng 5.1 Điều khiển mức điều chế dựa trên các mức SNR thu ......................................65 Bảng 6.1Thông số hệ thống dùng cho mô phỏng tín hiệu OFDM................................... 76 Bảng 6.2 Thông số mô phỏng hệ thống OFDM thích ứng.............................................. 79 Bảng 6.2 Tham số BER điều khiển chuyển mức điều chế............................................... 89 Danh mục hình vẽ Hình 2.1. Tính chất kênh trong miền không gian, miền tần số và miền thời gian.........................5 Hình 2.3 Phân bố xác suất Gauss trong không gian.....................................................................11 Hình 2.4 Phân bố xác suất Rayleigh trong không gian, ..................................................12 Hình 2.5 Phân bố xác suất Rice với các giá trị K khác nhau, .........................................13 Hình 2.6. Mô hình lý lịch trễ công suất trung bình......................................................................15 Hình 2.7 Phổ tín hiệu OFDM truyền qua mô hình kênh pha đinh Rice, với số sóng mang = 100, kích thước FFT = 300...................................................................................................................17 Hình 2.8. Phụ thuộc biên độ hàm truyền đạt kênh miền tần số vào tần số và RDS.....................18 Hình 2.9. Phụ thuộc biên độ hàm truyền đạt kênh vào K và tần số.............................................18 Hình 2.10. Hàm truyền đạt của kênh khi RDS=30ns với các giá trị K khác nhau.......................19 Hình 3.1 Dạng sóng của một tín hiệu OFDM trong miền thời gian và tần số.............................23 Hình 3.2 Hình dạng phổ của tín hiệu OFDM băng tần cơ sở 5 sóng mang, hiệu quả phổ tần của OFDM so với FDM.....................................................................................................................23 Hình 3.3 Phổ tổng hợp của tín hiệu OFDM trong băng tần cơ sở với 5 sóng mang con.............24 Hình 3.4 Sơ đồ khối hệ thống truyền dẫn OFDM........................................................................26 Hình 3.5. Tín hiệu phát 16-QAM sử dụng mã hoá Gray, và tín hiệu 16-QAM truyền qua kênh vô tuyến, SNR = 18 dB................................................................................................................27 Hình 3.6. Tầng IFFT, tạo tín hiệu OFDM....................................................................................28 Hình 3.7 Điều chế cao tần tín hiệu OFDM băng tần cơ sở phức sử dụng kỹ thuật tương tự..................................................................................................................................................28 Hình 3.8 Điều chế cao tần tín hiệu OFDM băng tần cơ sở phức sử dụng kỹ thuật số.................29 Hình 3.9. Dạng sóng tín hiệu OFDM trong miền thời gian.........................................................29 Hình 3.10 Tín hiệu OFDM dịch DC, W là băng tần tín hiệu, foff tần số dịch từ DC, fc là tần số trung tâm......................................................................................................................................30 Hình 3.11 Cấu trúc tín hiệu OFDM.............................................................................................30 Hình 3.12 Độ rộng băng tần hệ thống và độ rộng băng tần sóng mang con................................32 Hình 3.13. Chèn thời gian bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM.........................................................35 Hình 3.14. Cấu trúc tín hiệu OFDM trong miền thời gian...........................................................35 Hình 3.15 Hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại ISI.................................................................36 Hình 3.16 Hiệu quả của khoảng bảo vệ để loại bỏ ISI................................................................37 Hình 3.17 Nhiễu nền do ICI đối với số sóng mang con khác nhau............................................38 Hình 3.18 Ảnh hưởng của ICI tới tỷ số tín hiệu trên nhiễu........................................................38 Hình 3.19 Công suất ICI chuẩn hoá đối với tín hiệu OFDM. N=102..........................................39 Hình 3.20 Công suất ICI chuẩn hoá cho sóng mang con trung tâm (fdT=0,2)............................40 Hình 3.21 Sơ đồ IQ điều chế 16-QAM và 16-PSK sử dụng mã hoá Gray..................................41 Hình 3.22 Biểu đồ IQ cho tín hiệu 64-PSK và 128-PSK.............................................................42 Hình 3.23 Biểu đồ IQ cho tín hiệu 64 QAM và 1024-QAM.......................................................42 Hình 3.24 Đặc tuyến bộ lọc dùng cửa sổ Kaiser với ft = 0.2 Hz, ft = 0.4 Hz, β = 3.4,............... 44 Hình 3.25 Cấu trúc của cửa sổ Kaiser với , và ...................................................44 Hình 3.26 Phổ của tín hiệu OFDM 52 sóng mang (a) và 1536 sóng mang con (b), không dùng bộ lọc...........................................................................................................................................45 Hình 3.27 Phổ tín hiệu OFDM 20 sóng mang không dùng bộ lọc (a) và dùng bộ lọc với cửa sổ Kaiser với (b)...................................................................................................................45 Hình 3.28 Phổ tín hiệu OFDM 20 sóng mang, dùng bộ lọc với cửa sổ Kaiser với ........46 Hình 3.29 SNR của mỗi sóng mang con của tín hiệu OFDM khi sử dụng bộ lọc.......................47 Hình 3.30 Cấu trúc của khoảng bảo vệ RC..................................................................................47 Hình 3.31 Đường bao ký hiệu OFDM với một khoảng bảo vệ phẳng và một khoảng bảo vệ RC chồng lấn......................................................................................................................................48 Hình 3.32 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 20 sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi..........................................................................................................49 Hình 3.33 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 100 sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi..........................................................................................................49 Hình 3.34 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 4000 sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi..........................................................................................................49 Hình 4.1 Khuân dạng một khung truyền dẫn OFDM có gắn các ký hiệu hoa tiêu.....................51 Hình 4.2 Giải thuật FFT...............................................................................................................52 Hình 4.3 Sơ đồ hệ thống truyền dẫn.............................................................................................53 Hình 4.4 Sơ đồ bộ cân bằng trung bình lỗi bình phương tuyến tính............................................56 Hình 5.1 Quá trình phát triển của các công nghệ đi ều chế thích ứng.........................................60 Hình 5.2 Lưu đồ thuật toán điều chế thích ứng............................................................................61 Hình 5.3 Kiến trúc của các hệ thống điều chê thích ứng..............................................................61 Hình 5.4 Ngưỡng SNR chuyển mức cho cơ chế thích ứng theo sơ đồ điều chế..........................65 Hình 5.5 Mô hình thuật toán thích ứng theo cơ chế chọn lọc sóng mang cho hệ thống truyền dẫn OFDM..........................................................................................................................................69 Hình 5.6 Lưu đồ thuật toán của khối quyết định..........................................................................70 Hình 5.7 Lưu đồ thuật toán của khối điều khiển chèn.................................................................71 Hình 6.1 Mô hình mô phỏng hệ thống truyền dẫn OFDM thích ứng..........................................75 Hình 6.2 Tương thích giữa tốc độ dữ liệu người dùng và số sóng mang.....................................77 Hình 6.3 Tương thích giữa kích thước FFT và số sóng mang.....................................................78 Hình 6.4 Sắp xếp các mẫu tần số trong ký hiệu OFDM trước khi biến đổi IFFT........................79 Hình 6.5 Mô phỏng tín hiệu OFDM trong miền thời gian...........................................................79 Hình 6.6 Đáp ứng xung kim của kênh.........................................................................................82 Hình 6.7 Hình dạng hàm truyền đạt của kênh..............................................................................82 Thuật ngữ viết tắt AC Alternating Current Dòng xoay chiều (tần số khác ‘0’) AM Adapting Multi-access scheam Thích ứng lược đồ đa truy nhập AOFDM Adaptive Orthogonal Frequency Division Multi-Access Đa truy nhập phân chia theo tần số trực giao thích ứng AWGN Additive White Gaussian Noise Tạp âm Gauss trắng cộng BER Bit Error Rate Tỷ số bit lỗi BPS Bit per symbol Số bit trên một ký hiệu CCI Co-channel interference Nhiễu đồng kênh CF Crest Factor Tham số Crest CINR Carrier to interference plus Noise ratio Tỷ số sóng mang trên nhiễu và tạp âm CIR Channel impulse response Đáp ứng xung kim kênh COFDM Coding Orthogonal Frequency Divistion Multiplex Mã hoá ghép kênh phân chia theo tần số trực giao DAB Digital Audio Broadcast system Hệ thống phát thanh số DAC Digital Analog Converter Bộ chuyển đổi số sang tương tự DC Direct Current Dòng một chiều (tần số bằng ‘0’) DFT Discreat Fourier Transformation Biến đổi Fourier rời rạc DDS Direct Digital Synthesis Đồng bộ số trực tiếp DFE Decision Feed back Equalizer Phản hồi quyết định DMT Discete Multi-Tone Đa tần rời rạc DSP Digital Signal Process Xử lý tín hiệu số DS Delay Spread Trải trễ DVB Digital Video Broadcast Truyền hình số FEC Forward Error Correction Sửa lỗi trước FFT Fast Fourier Transformation Biến đổi Fourier nhanh FIR Finite Impulse Response Đáp ứng xung kim hữu hạn HDTV Hight Difinition Television Truyền hình độ nét cao HiperLAN2 High Performance Radio Local Area Network, WLAN standard (Europe) based on OFDM, with maximum data rate of 54 Mbps Chuẩn WLAN của Châu Âu cho OFDM với tốc độ dữ liệu tối đa là 54 Mbps ICI Inter-Carrier Interference Nhiễu giao thoa giữa các sóng mang IEEE802.11a WLAN standard (U.S) based on OFDM, with a maximum data rate of 54 Mbps. Tiêu chuẩn WLAN cho OFDM với tốc dộ dữ liệu tối đa là 54 Mbps IEEE802.11b WLAN standard (U.S) based on DSSS, with maximum data rate of 11 Mbps Tiêu chuẩn WLAN dựa trên DSSS với tốc độ dữ liệu tối đa là 11 Mbps IFFT Inverse Fast Fourier Transformation Biến đổi Fourier ngược nhanh IMD Inter-Modulation Distortion Nhiễu điều chế nội IQ Inphase Quadrature Đồng pha vuông pha ISI Inter-Symbol Interference Nhiễu giao thoa giữa các ký hiệu JPEG Joint Photographic Experts Group (Image compress standard) Định dạng file ảnh tĩnh ở chế độ nén LM-MSE LinEariry-Mean Square error Equalizer Bộ cân bằng sai số bình phương cực tiểu tuyến tính LOS Line Of Sight Đường nhìn thẳng MIMO Multi-Input and Multi-Output Hệ thống đa đường vào đa đường ra MMSE Maximum Mean Square error Estimation Ước tính cực đại trung bình lỗi bình phương MPEG Moving Picture Experts Group (Video compress standard) Định dạng file ảnh động ở chế độ nén M-PSK M-Phase Shift Keying Khoá dịch pha M trạng thái MSE Mean Square Error Trung bình lỗi bình phương OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao PAPR Peak to Average Power Ratio Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PSD Power Spectrum Density Hàm mật độ phổ công suất PSAM Pilot Symbol Assisted Modulation Điều chế được hỗ trợ bởi ký hiệu hoa tiêu QAM Quadrature Amplitude Modualtion Điều chế biên độ cầu phương QoS Quality of Service Chất lượng dịch vụ RC Rised Cosin Khoảng bảo vệ cosin tăng RF Radio Frequency Tần số vô tuyến RMS Root Mean Squared value Giá trị căn bậc hai trung bình quân phương SF Spread Factor Tham số trải phổ SINR Signal to Interference Plus Noise Ratio Tỷ số tín hiệu trên nhiễu và tạp âm SNR Signal to Noise Ratio Tỷ số tín hiệu trên tạp âm UMTS Universal Mobile Telecommunications System Hệ thống viễn thông di động toàn cầu W-CDMA Wide Band Code Division Multi-Access Đa truy nhập phân chia theo mã băng tần rộng WLAN Wireless Local Area Network Mạng không dây nội vùng ZF Zero Forcing equalizer Bộ cân bằng cưỡng bức không Chương 1 Giới thiệu chung Do tính di động và tính tiện dụng mà các hệ thống truyền thông vô tuyến đã mang lại hiệu quả cao trong việc sử dụng, khai thác trao đổi thông tin cho người dùng. Vì thế nhu cầu sử dụng, chiếm dụng tài nguyên vô tuyến ngày càng gia tăng nhanh chóng, yêu cầu ngày càng nhiều các nhà khai thác, công nghiệp viễn thông tập trung khai thác thế mạnh này ở nhiều hình thức khác nhau. Kết quả đã mang lại nguồn thu và kích thích thúc đẩy tăng trưởng kinh tế đặc biệt trong xu thế hội nhập cạnh tranh. Theo đó, ngày càng xuất hiện nhiều hình thức dịch vụ, tính đa dạng của các công nghệ mới nhằm khai thác triệt để tài nguyên và đối phó hiệu quả những ảnh hưởng vốn có của môi trường vô tuyến, ví dụ như mạng không dây nội hạt (WLAN). Tuy nhiên với sự tăng trưởng theo hàm mũ của Internet đã đòi hỏi những phương pháp mới để có mạng không dây dung lượng lớn. Hệ thống di động thế hệ thứ ba, hệ thống truyền thông di động toàn cầu (UMTS) và CDMA2000 [1] hiện đang được triển khai tại nhiều quốc gia trên thế giới và bước đầu đạt được những thành công đáng kể. Bảng 1.1 sẽ liệt kê đặc tính của các dịch vụ mà UMTS hỗ trợ: Bảng 1.1 Đặc tính dịch vụ của UMTS Dịch vụ Tốc độ dữ liệu yêu cầu Chất lượng dịch vụ yêu cầu Yêu cầu tính thời gian thực Bản tin ngắn (email, chat…) Thấp (1-10 kbps) Cao Không Thoại Thấp (4-20 kbps) Thấp (BER < 10-3) Có Duyệt Web Khả biến (>10 kbps cho đến 100 kbps) Cao (BER < 10-9) Thông thường là không Hội nghị truyền hình Cao (100 kbps-1 Mbps) Trung bình Có Camera theo dõi Trung bình (50-300 kbps) Trung bình Không Tiếng chất lượng cao Cao (100-300 kbps) Trung bình Có Truy nhập cơ sở dữ liệu Cao (> 30 kbps) Rất cao Không Đối với những ứng dụng trong môi trường di động ô, thấy rõ trong tương lai gần một sự hội tụ của công nghệ điện thoại di động, máy tính, truy cập Internet, và nhiều ứng dụng tiềm năng khác như video và audio chất lượng cao, với sự thêm vào khả năng gửi và nhận dữ liệu sử dụng máy tính sách tay và điện thoại di động. Khi đó chỉ với một chiếc điện thoại nhỏ bé người dùng có thể xem truyền hình theo yêu cầu (VOD), hội nghị truyền hình và nghe nhạc, xem film chất lượng cao trực tuyến…, nhưng tốc độ dữ liệu yêu cầu sẽ >30 Mbps. Với tốc độ cao như vậy thì các hệ thống di động thế hệ ba hiện nay chưa đáp ứng được. Vì thế yêu cầu được đặt ra là cải thiện nhiều hơn hiệu quả phổ tần và tốc độ truyền dữ liệu của các hệ thống di động. Hiện nay các hệ thống WLAN, HiperLAN/2, IEEE 802.11a, IEEE 802.11b đã được triển khai thực tế và cung cấp tốc độ truyền dữ liệu rất cao. Điều đặc biệt là các hệ thống trên đều dựa trên cơ sở công nghệ OFDM. Bảng 1.2 dưới đây sẽ liệt kê các thông số đặc trưng của những hệ thống này: Bảng 1.2 Tham số đặc trưng của các hệ thống sử dụng công nghệ OFDM Tham số hệ thống DAB DVB-T IEEE 802.11 HiperLAN/2 Tần số sóng mang VHF VHF và UHF 5 GHz 5 GHz Băng thông 1.54 MHz 7-8 MHz 20 MHz 20 MHz Tốc độ truyền dữ liệu tối đa 1.7 Mbps 31.7 Mbps 54 Mbps 54 Mbps Số lượng sóng mang con 192-1536 1705-6817 52 52 Kích thước FFT 256-2048 2048-8196 64 64 Ta thấy ưu thế nổi bật của các hệ thống sử dụng công nghệ OFDM là thông lượng lớn, hiệu quả sử dụng phổ tần cao và đối phó hiệu quả những nhược điểm của môi trường vô tuyến (sẽ được đề cập ở phần sau). 1.1. Những hạn chế của kỹ thuật hiện hành Kỹ thuật đơn sóng mang Các kỹ thuật trải phổ được sử dụng trong các hệ thống thông tin di động thế hệ ba có khả năng chống lại pha đinh và nhiễu [2], song tồn tại những yêu cầu không thực hiện được chẳng hạn: nếu người dùng cần có tốc độ 20 Mbps ở giao diện vô tuyến và hệ số trải phổ là 128 (giá trị điển hình hiện nay), dẫn đến phải xử lý tốc độ 2,56 Gbps theo thời gian thực vì thế cần có độ rộng băng tần lớn không thực tế. Mặt khác, thấy rõ Do tài nguyên phổ tần hạn hẹp, vì vậy cần phải sử dụng hiệu quả. Do những khó khăn liên quan đến hiệu ứng gần xa và có sự tiêu thụ công suất lớn. Ngoài ra, các kỹ thuật đơn sóng mang đối phó kém hiệu quả đối với pha đinh và truyền lan đa đường đặc biệt trong trường hợp tốc độ bit rất cao. Ở các phương pháp điều chế truyền thống M-QAM, M-PSK…, khi tốc độ dữ liệu truyền cao thì kéo theo độ rộng ký hiệu sẽ giảm, đến một giá trị mà độ rộng ký hiệu < trải trễ cực đại của kênh, khi đó kênh sẽ là kênh lựa chọn tần số và gây ISI cho tín hiệu thu. Đây là một nhược điểm chính khiến các hệ thống sử dụng các phương pháp điều chế truyền thống không thể truyền dữ liệu với tốc độ cao, hoặc giá thành rất cao đối với những dịch vụ yêu cầu tốc độ dữ liệu cao. Kỹ thuật đa sóng mang trực giao OFDM OFDM là một công nghệ cho phép tăng độ rộng ký hiệu truyền dẫn do đó dung sai đa đường lớn hơn rất nhiều so với các kỹ thuật đã sử dụng trước đây, cho phép khắc phục những nhược điểm căn bản của kỹ thuật đơn sóng mang. 1.2. Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao OFDM Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) là một kỹ thuật điều chế có thể thay thế cho CDMA. OFDM có ưu điểm vượt trội so với những hệ thống CDMA và cung cấp phương pháp truy cập không dây cho hệ thống 4G. Ý tưởng của OFDM là chia toàn bộ băng tần truyền dẫn thành nhiều sóng mang con trực giao nhau để truyền các tín hiệu trong các sóng mang con này song song. Theo đó, luồng dữ liệu tốc độ cao được chia thành nhiều luồng tốc độ thấp hơn làm cho chu kỳ ký hiệu tăng theo số sóng mang con. Ưu điểm OFDM là giải pháp phân tập tần số. OFDM chia nhỏ băng tần kênh và tiến hành truyền dữ liệu độc lập trên các băng tần kênh con này. OFDM đạt hiệu quả sử dụng phổ tần cao, do tính trực giao của các thành phần sóng mang con. OFDM là ứng cử viên hứa hẹn cho truyền dẫn tốc độ cao trong môi trường di động. Sở dĩ OFDM làm được như vậy bởi vì, chu kỳ ký hiệu tăng cho nên dung sai trải trễ của hệ thống tăng và hiệu quả sử dụng phổ tần cao của công nghệ OFDM. OFDM cho phép giảm được ảnh hưởng của trễ đa đường và kênh pha đinh chọn lọc tần số chuyển thành kênh pha đinh phẳng. Vì vậy, OFDM là giải pháp đối với tính chọn lọc tần số của kênh pha đinh. Thuận lợi này của OFDM cho phép cân bằng kênh dễ dàng. Do trải rộng pha đinh tần số trên nhiều ký hiệu, nên làm ngẫu nhiên hoá lỗi cụm (do pha đinh Rayleigh gây ra), nên thay vì một số ký hiệu cạnh nhau bị méo hoàn toàn là một số ký hiệu cạnh nhau bị méo. Tính khả thi của OFDM cao do ứng dụng triệt để công nghệ xử lý tín hiệu số và công nghệ vi mạch VLSI. Nhược điểm OFDM nhậy cảm với dịch Doppler cũng như lệch tần giữa các bộ dao động nội phát và thu. Do tính trực giao của các sóng mang con rất nhậy cảm với kênh truyền có dịch Doppler lớn. Vấn đề đồng bộ thời gian. Tại máy thu khó quyết định thời điểm bắt đầu của ký hiệu FFT. Chương 2 Đặc tính kênh vô tuyến di động 2.1. Mở đầu Trong thông tin vô tuyến di động, các đặc tính kênh vô tuyến di đông có tầm quan trọng rất lớn, vì chúng ảnh hưởng trực tiếp lên chất lượng truyền dẫn và dung lượng. Trong các hệ thống vô tuyến thông thường (không phải các hệ thống vô tuyến thích ứng), các tính chất thống kê dài hạn của kênh được đo và đánh giá trước khi thiết kế hệ thống. Nhưng trong các hệ thống điều chế thích ứng, vấn đề này phức tạp hơn. Để đảm bảo hoạt động thích ứng đúng, cần phải liên tục nhận được thông tin về các tính chất thống kê ngắn hạn thậm chí tức thời của kênh. Các yếu tố chính hạn chế hệ thống thông tin di động bắt nguồn từ môi trường vô tuyến. Các yếu tố này là: Suy hao: cường độ trường giảm theo khoảng cách. Thông thường suy hao nằm trong khoảng từ 50 đến 150 dB tùy theo khoảng cách Che tối: các vật cản giữa trạm gốc và máy di động làm suy giảm thêm tín hiệu Pha đinh đa đường và phân tán thời gian: phản xạ, nhiễu xạ và tán xạ làm méo tín hiệu thu bằng cách trải rộng chúng theo thời gian. Phụ thuộc vào băng thông của hệ thống, yếu tố này dẫn đến thay đổi nhanh cường độ tín hiệu và gây ra nhiễu giao thoa giữa các ký hiệu (ISI: Inter Symbol Interference). Nhiễu: các máy phát khác sử dụng cùng tần số hay các tần số lân cận khác gây nhiễu cho tín hiệu mong muốn. Đôi khi nhiễu được coi là tạp âm bổ sung. Có thể phân các kênh vô tuyến thành hai loại: "pha đinh phạm vi rộng" và "pha đinh phạm vi hẹp". Các mô hình truyền sóng truyền thống đánh giá công suất trung bình thu được tại các khoảng cách cho trước so với máy phát. Đối với các khoảng cách lớn (vài km), các mô hình truyền sóng phạm vi rộng được sử dụng. Pha đinh phạm vi rộng được biểu thị bằng tổn hao do truyền sóng khoảng cách xa. Pha đinh phạm vi hẹp mô tả sự thăng giáng nhanh sóng vô tuyến theo biên độ, pha và trễ đa đường trong khoảng thời gian ngắn hay trên cự ly di chuyển ngắn. Pha đinh trong trường hợp này gây ra do truyền sóng đa đường. Các kênh vô tuyến là các kênh mang tính ngẫu nhiên, nó có thể thay đổi từ các đường truyền thẳng đến các đường bị che chắn nghiêm trọng đối với các vị trí khác nhau. Hình 2.1(a) cho thấy rằng trong miền không gian, một kênh có các đặc trưng khác nhau (biên độ chẳng hạn) tại các vị trí khác nhau. Ta gọi đặc tính này là tính chọn lọc không gian (hay phân tập không gian) và pha đinh tương ứng với nó là pha đinh chọn lọc không gian. Hình 2.1(b) cho thấy trong miền tần số, kênh có các đặc tính khác nhau tại các tần số khác nhau. Ta gọi đặc tính này là tính chọn lọc tần số (hay phân tập tần số) và pha đinh tương ứng với nó là pha đinh chọn lọc tần số. Hình 2.1(c) cho thấy rằng trong miền thời gian, kênh có các đặc tính khác nhau tại các thời điểm khác nhau. Ta gọi đặc tính này là tính chọn lọc thời gian (hay phân tập thời gian) và pha đinh do nó gây ra là pha đinh phân tập thời gian. Dựa trên các đặc tính trên có thể phân chia pha đinh kênh thành: pha đinh chọn lọc không gian (pha đinh phân tập không gian), pha đinh chọn lọc tần số (pha đinh phân tập tần số), pha đinh chọn lọc thời gian (phân tập thời gian ). Chương này sẽ xét các tính chất kênh trong miền không gian, thời gian và tần số. Hình 2.1. Tính chất kênh trong miền không gian, miền tần số và miền thời gian (a) (b) (c) Trong chương này đồ án sẽ phân tích các đặc tính của kênh để sử dụng chúng trong các giải thuật điều chế thích ứng của mình. 2.2. Miền không gian Các thuộc tính trong miền không gian gồm: tổn hao đường truyền và chọn lọc không gian. Tổn hao đường truyền thuộc loại pha đinh phạm vi rộng còn chọn lọc không gian thuộc loại pha đinh phạm vi hẹp. Các mô hình truyền sóng truyền thống đánh giá công suất thu trung bình tại một khoảng cách cho trước so với máy phát, được gọi là đánh giá tổn hao đường truyền. Khi khoảng cách thay đổi trong phạm vi một bước sóng, kênh thể hiện rõ các đặc tính ngẫu nhiên. Điều này được gọi là tính chọn lọc không gian (hay phân tập không gian). Tổn hao đường truyền Mô hình tổn hao đường truyền mô tả suy hao tín hiệu giữa anten phát và anten thu là một hàm phụ thuộc vào khoảng cách và các thông số khác. Một số mô hình xét chi tiết về địa hình để đánh giá suy hao tín hiệu, trong khi đó một số chỉ xét tần số và khoảng cách. Chiều cao anten là một thông số quan trọng. Tổn hao do khoảng cách truyền dẫn sẽ tuân theo quy luật hàm mũ. PLµ d-n (2.1) trong đó n là mũ tổn hao (n=2 cho không gian tự do, n2 cho các vùng thành phố ngoài trời), d là khoảng cách từ máy thu đến máy phát. Từ lý thuyết và các kết quả đo lường cho thấy công suất thu trung bình giảm so với khoảng cách theo hàm log đối với môi trường ngoài trời và trong nhà. Hơn nữa tại mọi khoảng cách d, tổn hao đường truyền PL(d) tại một vị trí nhất định là quá trình ngẫu nhiên và có phân bố log chuẩn xung quanh một giá trị trung bình (phụ thuộc vào khoảng cách). Nếu xét cả sự thay đổi theo vị trí, có thể biểu diễn tổn hao đường truyền PL(d) tại khoảng cách d như sau: (2.2) Trong đó là tổn hao đường truyền trung bình phạm vị rộng đối với khoảng cách phát thu d; Xs là biến ngẫu nhiên phân bố Gauss trung bình không (đo bằng dB) với lệch chuẩn s (cũng đo bằng dB), d0 là khoảng cách tham chuẩn giữa máy phát và máy thu, n là mũ tổn hao đường truyền. Khi các đối tượng trong kênh vô tuyến không chuyển động trong một khoảng thời gian cho trước và kênh được đặc trưng bởi pha đinh phẳng đối với một độ rộng băng tần cho trước, các thuộc tính kênh chỉ khác nhau tại các vị trí khác nhau. Nói một cách khác, pha đinh chỉ đơn thuần là một hiện tượng trong miền thời gian (mang tính chọn lọc thời gian). Từ phương trình 2.2 thấy tổn hao đường truyền của kênh được đánh giá thống kê phạm vi rộng cùng với ảnh hưởng ngẫu nhiên. Ảnh hưởng ngẫu nhiên xẩy ra do pha đinh phạm vi hẹp trong miền thời gian và thể hiện cho tính chọn lọc thời gian (phân tập thời gian). Ảnh hưởng của chọn lọc không gian có thể được loại bỏ bằng cách sử dụng nhiều anten. MIMO (Multiple Input Multiple Output: Nhiều đầu vào nhiều đầu ra) là một kỹ thuật cho phép lợi dụng tính chất phân tập không gian này để cải thiện hiệu năng và dung lượng hệ thống. 2.3. Miền tần số Trong miền tần số, kênh bị ảnh hưởng bởi hai yếu tố: điều chế tần số và chọn lọc tần số. 2.3.1. Điều chế tần số Điều chế tần số do hiệu ứng Doppler gây ra, khi có sự chuyển động tương đối giữa máy thu và máy phát dẫn đến thay đổi tần số một cách ngẫu nhiên. Do chuyển động tương đối giữa BTS và MS, các thành phần sóng đa đường bị dịch tần số. Dịch tần số trong tần số thu do chuyển động tương đối này được gọi là dịch tần số Doppler, nó tỷ lệ với tốc độ chuyển động, phương chuyển động của MS so với phương sóng tới của thành phần sóng đa đường. Dịch Doppler BD có thể được biểu diễn như sau: (2.3) Trong đó n là tốc độ của MS, l là bước sóng, q là góc giữa phương chuyển động của MS và phương sóng tới, c là tốc độ ánh sáng và fc là tần số sóng mang. Từ phương trình cho trên thấy nếu MS di chuyển về phía sóng tới dịch Doppler là dương và tần số thu sẽ tăng, ngược lại nếu MS di chuyển rời xa sóng tới thì dịch Doppler là âm và tần số thu được sẽ giảm. Vì thế các tín hiệu đa đường đến MS từ các phương khác nhau sẽ làm tăng độ rộng băng tần tín hiệu. Khi n và (hoặc q) thay đổi dịch Doppler thay đổi dẫn đến trải Doppler. 2.3.2. Chọn lọc tần số Đồ án sẽ phân tích chọn lọc tần số cùng với một thông số khác trong miền tần số: băng thông nhất quán. Băng thông nhất quán là một số đo thống kê của dải tần số trên một kênh pha đinh được coi là kênh pha đinh "phẳng" (là kênh trong đó tất cả các thành phần phổ được truyền qua có khuếch đại như nhau và pha tuyến tính). Băng thông nhất quán cho ta dải tần trong đó các thành phần tần số có biên độ tương quan. Băng thông nhất quán xác định kiểu pha đinh xẩy ra trong kênh và vì thế có ý nghĩa cơ sở trong việc thích ứng các thông số điều chế. Băng thông nhất quán tỷ lệ nghịch với trải trễ (xem phần 2.5). Pha đinh chọn lọc tần số rất khác với pha đinh phẳng. Trong cùng một kênh pha đinh phẳng, tất cả các thành phần tần số truyền qua băng thông kênh đều chịu ảnh hưởng của pha đinh. Ngược lại pha đinh chọn lọc tần số (còn gọi là pha đinh vi sai), một số đoạn phổ của tín hiệu qua kênh pha đinh bị ảnh hưởng nhiều hơn các phần khác, thể hiện rõ tính chọn lọc tần số của kênh này. Nếu băng thông nhất quán kênh nhỏ hơn độ rộng băng tần của tín hiệu được truyền qua kênh này, thì tín hiệu này chịu ảnh hưởng của pha đinh chọn lọc ( phân tập tần số). Pha đinh này sẽ làm méo tín hiệu. 2.4. Miền thời gian Sự khác biệt giữa các kênh hữu tuyến và các kênh vô tuyến là kênh vô tuyến thay đổi theo thời gian, nghĩa là pha đinh chọn lọc thời gian. Có thể mô hình hóa kênh vô tuyến di động như là một bộ lọc tuyến tính có đáp ứng xung kim thay đổi theo thời gian. Mô hình kênh truyền thống sử dụng mô hình đáp ứng xung kim, đây là một mô hình trong miền thời gian. Có thể liên hệ quá trình thay đổi tín hiệu vô tuyến phạm vi hẹp trực tiếp với đáp ứng xung kim của kênh vô tuyến di động. Nếu x(t) là tín hiệu phát, y(t) là tín hiệu thu và h(t,t) là đáp ứng xung kim của kênh vô tuyến đa đường phụ thuộc vào thời gian, thì tín hiệu thu là tích chập của tín hiệu phát với đáp ứng xung kim của kênh như sau: (2.4) Trong đó t là biến thời gian, t là trễ đa đường của kênh đối với một giá trị t cố định, ‘*’ là ký hiệu tích chập. Ảnh hưởng đa đường của kênh vô tuyến thường được biết đến ở dạng phân tán thời gian hay trải trễ. Phân tán thời gian (tán thời), hay trải trễ xẩy ra khi một tín hiệu được truyền từ anten phát đến anten thu qua hai hay nhiều đường có các độ dài khác nhau. Một mặt tín hiệu này được truyền trực tiếp, mặt khác nó được truyền từ các đường phản xạ khác nhau có độ dài khác nhau với các thời gian đến máy thu khác nhau. Vì vậy tín hiệu tại anten thu chịu ảnh hưởng của tán thời này sẽ bị méo dạng. Khi thiết kế và tối ưu hóa các hệ thống vô tuyến số để truyền số liệu tốc độ cao ta cần xét các phản xạ này. Tán thời có thể được đặc trưng bởi trễ trội, trễ trội trung bình hay trễ trội trung bình quân phương. 2.4.1. Trễ trội trung bình quân phương Thông số thời gian quan trọng của tán thời là trải trễ trung bình quân phương (RDS: Root Mean Square Delay Spread): căn bậc hai môment trung tâm của lý lịch trễ công suất. RDS đánh giá cho trải đa đường của kênh. Vì thế được sử dụng để đánh giá ảnh hưởng của nhiễu giao thoa giữa các ký hiệu (ISI). (2.5) (2.6) (2.7) trong đó P(tk) là công suất trung bình đa đường tại thời điểm tk. 2.4.2. Trễ trội cực đại Trễ trội cực đại (XdB) của lý lịch trễ công suất được định nghĩa là trễ thời gian mà ở đó năng lượng đa đường giảm XdB so với năng lượng cực đại. 2.4.3. Thời gian nhất quán Một thông số khác trong miền thời gian là thời gian nhất quán. Thời gian nhất quán xác định đặc tính "tĩnh" của kênh. Thời gian nhất quán là thời gian mà ở đó kênh tương quan rất mạnh với biên độ của tín hiệu thu, được ký hiệu là Tc. Các ký hiệu khác nhau truyền qua kênh trong khoảng thời gian nhất quán chịu ảnh hưởng pha đinh như nhau. Vì thế nhận được một kênh pha đinh khá chậm. Các ký hiệu khác nhau truyền qua kênh bên ngoài thời gian nhất quán sẽ bị ảnh hưởng pha đinh khác nhau. Khi này kênh pha đinh khá nhanh. Như vậy dưới tác động của pha đinh nhanh, một số phần của ký hiệu tin sẽ chịu tác động pha đinh lớn hơn các phần khác. Đồ án sẽ nghiên cứu thuộc tính này để phát triển giải thuật điều chế thích ứng của mình. Bằng cách thiết lập giá trị cho một thông số nhất định, sẽ nhận đựơc kênh pha đinh chậm thay vì kênh pha đinh nhanh và nhờ vậy đạt được hiệu năng tốt hơn. 2.5.Quan hệ giữa các thông số trong các miền khác nhau Đồ án đã chỉ ra các đặc tính kênh và các thông số của nó trong các miền không gian, tần số và thời gian. Các đặc tính này không tồn tại độc lập nhau mà có quan hệ mật thiết giữa các miền xét. Một số thông số trong miền này ảnh hưởng lên các đặc tính của miền khác. 2.5.1. Băng thông nhất quán và trải trễ trung bình quân phương Thấy rõ, lý lịch trễ công suất và đáp ứng tần số biên của kênh vô tuyến di động quan hệ với nhau qua biến đổi Fourrier. Vì thế, có thể trình bầy kênh trong miền tần số bằng cách sử dụng các đặc tính đáp ứng tần số của nó. Tương tự như các thông số trải trễ trong miền thời gian, ta có thể sử dụng băng thông nhất quán để đặc trưng kênh trong miền tần số. Tuy trải trễ trung bình quân phương tỷ lệ nghịch với băng thông nhất quán và ngược lại, song quan hệ chính xác của chúng là một hàm phụ thuộc vào cấu trúc đa đường. Nếu ký hiệu băng thông nhất quán là BC và trải trễ trung bình quân phương là st, thì khi hàm tương quan đường bao lớn hơn 90%, băng thông nhất quán có quan hệ sau đây với trải trễ trung bình quân phương: (2.8) Cho thấy hai thông số trên liên quan chặt chẽ với nhau, nên chỉ cần xét một thông số trong quá trình thiết kế hệ thống. 2.5.2. Thời gian nhất quán và trải Doppler Thời gian nhất quán chịu ảnh hưởng trực tiếp của dịch Doppler, là thông số kênh trong miền thời gian và có tính đối ngẫu với trải Doppler. Trải Doppler và thời gian nhất quán là hai thông số tỷ lệ nghịch với nhau. Nghĩa là: (2.9) Khi thiết kế hệ thống chỉ cần xét một trong hai thông số nói trên là đủ. 2.6. Các loại pha đinh phạm vi hẹp Tuỳ vào quan hệ giữa các thông số tín hiệu (độ rộng băng tần, chu kỳ ký hiệu,…) và các thông số kênh (trải trễ trung bình quân phương, trải Doppler, …), mà xác định loại pha đinh phạm vi hẹp dựa trên hai đặc tính: Trải trễ đa đường và pha đinh chọn lọc tần số. Trải trễ đa đường là một thông số trong miền thời gian, trong khi đó việc kênh là pha đinh phẳng hay chọn lọc tần số lại xét trong miền tần số. Vì thế thông số miền thời gian, trải trễ đa đường, ảnh hưởng lên đặc tính kênh trong miền tần số. Trải Doppler dẫn đến tán tần và pha đinh chọn lọc thời gian, vì thế dựa vào trải Doppler để phân loại pha đinh phạm vi hẹp thành pha đinh nhanh và pha đinh chậm. Trải Doppler là một thông số trong miền tần số trong khi đó hiện tượng kênh thay đổi nhanh hay chậm lại thuộc miền thời gian. Vậy trong trường hợp này, trải Doppler, thông số trong miền tần số, ảnh hưởng lên đặc tính kênh trong miền thời gian. Biết được các quan hệ này sẽ trợ giúp trong quá trình thiết kế hệ thống. Bảng 2.1 liệt kê các loại pha đinh phạm vi hẹp. Bảng 2.1. Các loại pha đinh phạm vi hẹp Cơ sở phân loại Loại Pha đinh Điều kiện Trải trễ đa đường Pha đinh phẳng BS<<BC ; T³10st Pha đinh chọn lọc tần số BS>BC ; T<10st Trải Doppler Pha đinh nhanh T>TC ; BS<BD Pha đinh chậm T>BD Các ký hiệu được sử dụng trong bảng 2.1 như sau: BS ký hiệu cho độ rộng băng tần tín hiệu, BC ký hiệu cho băng thông nhất quán, BD ký hiệu cho trải Doppler, T ký hiệu cho chu kỳ ký hiệu và st trải trễ trung bình quân phương. Nếu băng tần nhất quán kênh lớn hơn rất nhiều so với độ rộng băng tần tín hiệu phát, tín hiệu thu sẽ bị pha đinh phẳng. Khi này chu kỳ ký hiệu lớn hơn nhiều so với trải trễ đa đường của kênh. Ngược lại, nếu băng thông nhất quán kênh nhỏ hơn độ rộng băng tần tín hiệu phát, tín hiệu thu sẽ bị pha đinh chọn lọc tần số, khi này chu kỳ tín hiệu nhỏ hơn trải trễ đa đường kênh. Khi đó, tín hiệu thu bị méo dạng dẫn đến nhiễu giao thoa giữa các ký hiệu (ISI). Ngoài ra việc lập mô hình các kênh pha đinh chọn lọc tần số phức tạp hơn nhiều so với lập mô hình kênh pha đinh phẳng, vì để lập mô hình cho kênh pha đinh chọn lọc tần số phải sử dụng bộ lọc tuyến tính. Vì thế ta cần cố gắng chuyển vào kênh pha đinh phẳng cho tín hiệu truyền dẫn. Tuy nhiên do không thể thay đổi trải trễ đa đường hay băng thông nhất quán, nên chỉ có thể thiết kế chu kỳ ký hiệu và độ rộng băng tần tín hiệu để đạt được kênh pha đinh phẳng. Vì thế nếu cho trước trải trễ, để cải thiện hiệu năng truyền dẫn, cần chọn giá trị chu kỳ ký hiệu trong giải thuật điều chế thích ứng để đạt được kênh pha đinh phẳng thay vì kênh pha đinh chọn lọc. Dựa trên trải Doppler, để phân loại kênh thành pha đinh nhanh và pha đinh chậm. Nếu đáp ứng xung kim kênh (trong miền thời gian) thay đổi nhanh trong chu kỳ ký hiệu, nghĩa là nếu thời gian nhất quán kênh nhỏ hơn chu kỳ ký hiệu của tín hiệu phát, kênh sẽ gây ra pha đinh nhanh đối với tín hiệu thu. Điều này sẽ dẫn đến méo dạng tín hiệu. Nếu đáp ứng xung kim kênh thay đổi với tốc độ chậm hơn nhiều so với kí hiệu băng gốc phát, kênh sẽ gây ra pha đinh chậm đối với tín hiệu thu. Trong trường hợp này kênh tỏ ra tĩnh đối với một số chu kỳ ký hiệu. Tất nhiên ta muốn có pha đinh chậm vì nó hỗ trợ chất lượng truyền dẫn ổn định hơn. Ta không thể xác dịnh Doppler khi thiết kế hệ thống. Vì thế, khi cho trước trải Doppler, ta cần chọn độ rộng băng tần tín hiệu (băng thông sóng mang con) trong giải thuật điều chế thích ứng để nhận được kênh pha đinh chậm thay vì kênh pha đinh nhanh. Như vậy ta sẽ đạt được chất lượng truyền dẫn tốt hơn. 2.7. Phân bố Rayleigh và Rice Khi nghiên cứu các kênh vô tuyến di động, thường các phân bố Rayleigh và Rice được sử dụng để mô tả tính chất thống kê thay đổi theo thời gian của tín hiệu pha đinh phẳng. Trong phần này đồ án sẽ xét các phân bố này và đưa ra các đặc tính cơ bản của chúng. 2.7.1. Phân bố pha đinh Rayleigh Có thể coi phân bố pha đinh Rayleigh là phân bố đường bao của tổng hai tín hiệu phân bố Gauss vuông góc. Hàm mật độ xác suất (PDF) của phân bố pha đinh Rayleigh được biểu diễn như sau: (2.10) Trong đó r là điện áp đường bao tín hiệu thu, s là giá trị trung bình quân phương của tín hiệu thu của từng thành phần Gauss, s là công suất trung bình theo thời gian của tín hiệu thu của từng thành phần Gauss. Giá trị trung bình, rtb, của phân bố Rayleigh trở thành: (2.11) Phương sai của phân bố Rayleigh, (thể hiện thành phần công suất xoay chiều trong đường bao) được xác định như sau: (2.12) Hình 2.3 Phân bố xác suất Rayleigh trong không gian, , [sim_rayleigh.m] Trong phần trên có nói đến phân bố Gauss của các thành phần tín hiệu thu. Hàm mật độ xác suất đa biến (PDF) của phân bố Gauss được biểu diễn: (2.13) Trong đó x là vector ngẫu nhiên N chiều có phân bố Gauss, mx là vector giá trị trung bình của vector x, Cx là ma trận đồng phương sai. Hàm phân bố Gauss một biến giá trị thực sẽ có dạng: (2.14) Hàm phân bố Gauss cho vector hai chiều được cho trong hình 2.4. Hình 2.3 Phân bố xác suất Gauss hai biến, [sim_gaussian.m] 2.7.2. Phân bố Pha đinh Rice Khi tín hiệu thu có thành phần ổn định (không bị pha đinh) vượt trội, đường truyền trực tiếp (LOS), phân bố đường bao pha đinh phạm vi hẹp có dạng Rice. Trong phân bố Rice, các thành phần đa đường ngẫu nhiên đến máy thu theo các góc khác nhau và xếp chồng lên tín hiệu vượt trội này. Phân bố Rice được biểu diễn như sau: (2.15) trong đó A là biên độ đỉnh của tín hiệu trội và I0(.) là hàm Bessel cải tiến loại một bậc không được xác định như sau: Phân bố Rice thường được mô tả bằng thừa số K như sau: (2.16) Khi K tiến đến không, kênh suy thoái thành kênh Rayleigh, khi K tiến đến vô hạn kênh chỉ có đường trực tiếp. Hình 2.5 Phân bố xác suất Rice với các giá trị K khác nhau, , [sim_rice.m] 2.8. Các mô hình kênh trong miền thời gian và miền tần số 2.8.1. Mô hình kênh trong miền thời gian Xây dựng mô hình kênh là điều không thể thiếu được khi nghiên cứu thông tin vô tuyến. Kênh vô tuyến pha đinh đa đường có thể được đặc trưng theo toán học bằng bộ lọc tuyến tính thay đổi theo thời gian. Trong miền thời gian, có thể rút ra tín hiệu đầu ra kênh bằng tích chập tín hiệu đầu vào kênh với hàm đáp ứng xung kim kênh thay đổi theo thời gian h(t,t). Có thể biểu diễn hàm đáp ứng xung kim kênh như sau: (2.17) Trong đó ri (t), qi(t), ti(t) biểu thị cho biên độ, pha và trễ vượt trội đối với xung thu thứ nhất (đường truyền i); t biểu thị cho trễ vượt trội, sự phụ thuộc t cho thấy thay đổi theo thời gian của chính cấu trúc xung kim và d(.) biểu thị cho hàm Delta Dirac. Thông thường thì trễ của tia đầu tiên (đường truyền ngắn nhất) được định nghĩa t0=0, vì thế ti>0 được gọi là trễ vượt trội và đáp ứng xung kim kênh mang tính nhân quả. Lưu ý rằng trong môi trường thực tế, {ri (t)}, {qi(t)}, {ti(t)} thay đổi theo thời gian. Trong phạm vi hẹp (vào khoảng vài bước sóng l, {ri (t)}, {ti(t)} có thể coi là ít thay đổi. Tuy nhiên các pha {qi(t)} thay đổi ngẫu nhiên trong khoảng [-p ; p]. Tất cả các thông số kênh được đưa ra ở đây đều được định nghĩa từ lý lịch trễ công suất (PDP), PDP là một hàm được rút ra từ đáp ứng xung kim. PDP được xác định như sau: (2.18) Thông số đầu tiên là công suất thu (chuẩn hóa), là tổng công suất của các tia: (2.19) Thừa số K là tỷ số của công suất đường truyền vượt trội và công suất của các tia tán xạ, được xác định như sau: Trong đó (2.20) Lưu ý rằng khi có tia đi thẳng, tia vượt trội là tia đầu tiên và là tia đi thẳng, tương ứng với i=0, ri,max= r0 tại t0=0. Thông số thứ hai là trải trễ trung bình quân phương, st là môment bậc hai của PDP chuẩn hóa, được biểu diễn như sau: (2.21) trong đó: Vì pha của các tia không còn nữa, các thông số kênh phải hầu như không đổi trong diện hẹp, với điều kiện là các đường truyền hoàn toàn phân giải. Rõ ràng rằng biên độ, pha và trễ trội của tất cả các xung thu tạo nên mô hình kênh miền thời gian. Quy luật phân bố đối với biên độ, pha và mô hình lý lịch trễ công suất cho kênh trong nhà: Các pha của các đường truyền độc lập tương hỗ so với nhau (không tương quan) và có phân bố đều trong khoảng [-p, p] Nếu ta coi rằng tất cả các đường truyền đều được tạo ra từ cùng một quá trình thống kê và quá trình tạo đường truyền này là quá trình dừng nghĩa rộng so với biến t, thì biên độ của các dường truyền tán xạ sẽ tuân theo phân bố Rayleigh (được xác định theo phương trình 2.10) và PDF biên độ của tất cả các đường truyền (gồm cả LOS) sẽ tuân theo phân bố Rice (xác định theo phương trình 2.15) Hình 2.6 cho thấy mô hình của lý lịch trễ công suất trung bình (PDP: Power Delay Profile) cho một kênh vô tuyến đa đường. Đường đầu tiên là LOS có công suất lớn nhất. Sau đó là các đường có mức công suất không đổi cho đến trễ trội mà sau đó các đường có công suất giảm tuyến tính theo dB. Có thể biểu diễn PDP này theo dB như sau: (2.22) Trong đó r(0) thể hiện cho biên độ tín hiệu đi thẳng, r(t) biểu thị biên độ của tín hiệu truyền theo đường đến máy thu tại trễ t, DLOS thể hiện hiệu số giữa công suất tín hiệu đi thẳng với công suất tín hiệu của phần mức không đổi và Z là độ dốc của phần giảm tuyến tính trong PDP. Nếu sử dụng quan hệ nói trên cho phân bố Rice, sẽ nhận được công suất/biên độ của tín hiệu di thẳng từ thừa số K trong phương trình (2.20) và biên độ tín hiệu của các đường còn lại theo quan hệ này. Hình 2.6. Mô hình lý lịch trễ công suất trung bình 2.8.2. Mô hình kênh trong miền tần số Mô hình kênh trong miền tần số được trình bầy ở dạng phổ công suất trễ (DPS: Delay Power Spectrum) như ở hình 2.6. DPS trong trường hợp này biểu diễn hàm truyền đạt kênh, Mô hình này nhận được từ chuyển đổi Fourier đáp ứng xung của kênh (xem phương trình (2.23)). Quá trình này cũng chứng tỏ rằng tán thời của kênh dẫn đến kênh mang tính chọn lọc tần số như đã nói ở phần 2.5 và 2.6. Sử dụng biến đổi Fourier cho đáp ứng xung kênh, ta được: (2.23) trong đó: , mô tả đáp ứng xung kim trong miền thời gian. Quan hệ giữa công suất tại trễ t là fh(t) với đáp ứng xung kim kênh được xác định như sau: (2.24) Dạng của DPS (Delay Power Spectrum: Phổ công suất trễ) được giả định giống như dạng của PDP trung bình (Power Delay Profile: Lý lịch trễ công suất), vì thế có thể sử dụng một công thức để biểu diễn cả hai mô hình này. Bằng cách định nghĩa : (2.25) Trong đó p(0)=|h(0)|2 biểu thị công suất thành phần sóng đi thẳng (LOS), Õ biểu thị thành phần không đổi của mật độ phổ công suất, g biểu thị mũ giảm và được xác định như sau , z đo bằng dB/ns biểu thị cho độ dốc phần giảm tuyến tính của PDF. Ta định nghĩa công suất thu chuẩn hóa (NRP: Normalized Received Power) là tỷ số giữa công suất thu và công suất phát như sau: NRP=PR/PT (2.26) Trong đó PR ký hiệu cho công suất thu còn PT ký hiệu cho công suất phát. Từ fh(t) định nghĩa theo (2.24), có thể rút ra các biểu thức liên quan đến NRP, thừa số K và trải trễ trung bình quân phương st như sau: (2.27) (2.28) (2.29) (2.30) (2.31) 2.9. Ảnh hưởng của thừa số K kênh Rice và trải trễ lên các thuộc tính kênh trong miền tần số Trong mô hình kênh miền tần số, ba thông số {NPR, K,st} đủ để mô tả tính cách băng rộng của các kênh pha đinh Rice thực tế. Để thích ứng các thông số điều chế dựa trên các thông số của kênh, cần phải biết biết ảnh hưởng của các thông số kênh nói trên lên hiệu năng kênh. Hình 2.7 Phổ tín hiệu OFDM truyền qua mô hình kênh pha đinh Rice, với số sóng mang = 100, kích thước FFT = 256, [plot_ofdm_spectrum.m] Hình 2.7 minh hoạ dạng tín hiệu OFDM trong miền tần số, khi truyền qua môi trường kênh pha đing Rice. Trên hình vẽ ta thấy tại những điểm trũng của đáp ứng kênh thì biên độ phổ tần số của tín hiệu sẽ bị giảm nhanh chóng, và tại những điểm lồi của đáp ứng kênh thì biên độ phổ của tín hiệu bị kéo lên theo đường đáp ứng kênh. Tại những điểm trũng hay lồi của đáp ứng kênh đều gây thu sai tín hiệu sau bộ quyết định tại phía thu. Mục đích của đồ án là tìm giải pháp đối phó những vị trí mà đáp ứng kênh bị thăng giáng bằng cách sử dụng các bộ cân bằng, dùng cơ chế thích ứng chọn lọc sóng mang và điều chế M-QAM thích ứng (AQAM) trong miền tần số và thời gian được đồ án đề cập trong chương 5. Hình 2.8 và hình 2.9 cho thấy các thuộc tính kênh trong miền tần số phụ thuộc vào trải trễ (RDS) và thừa số K dựa trên các kết quả mô phỏng. Cả hai mô hình miền tần số và miền thời gian đều được mô phỏng. Trên hình 2.8, ta giả thiết rằng K bằng 0dB còn trên hình 2.9 ta giả thiết rằng RDS bằng 42,1ns. Hình 2.8. Phụ thuộc biên độ hàm truyền đạt kênh miền tần số vào tần số và RDS. a) nhìn từ trên xuống, b) nhìn từ bên. Hình 2.8 cho thấy rằng trải trễ cao dẫn đến thay đổi biên độ hàm truyền đạt kênh trong miền tần số nhanh hơn. Điều này cho thấy rằng cần phải ấn định nhiều sóng mang con hơn cho hệ thống OFDM khi trải phổ lớn hơn. Từ hình 2.9 cho thấy, khi thừa số K giảm, biên độ hàm truyền đạt kênh trong miền tần số bị pha đinh nhanh hơn. Khi thừa số K lớn, biên độ hàm truyền đạt kênh trong miền tần số ít bị pha đinh hơn nhiều. Nói một cách khác khi thừa số K lớn, cho phép ấn định băng thông sóng mang nhỏ ngay cả khi trải trễ lớn. Tuy nhiên ta cần biết tại thừa số K nào ảnh hưởng trải trễ đối với thiết kế băng thông sóng mang con có thể bỏ qua. Để xác định điều này ta xét kết quả mô phỏng trên hình 2.10. Hình 2.9. Phụ thuộc biên độ hàm truyền đạt kênh vào K và tần số Hình 2.10 Biểu thị hàm truyền đạt biên độ kênh theo tần số đối với RDS bằng 30ns và thừa số K bằng 0dB, 6dB và 15dB. Hình này cho thấy rằng thừa số K nhỏ dẫn đến biên độ kênh bị pha đinh nhanh hơn trong miền tần số. Đối với K=0dB, pha đinh biên độ có thể lên tới 12 dB tại một tần số nào đó, đối với K=10dB, biên độ pha đinh nhỏ hơn 2,2dB trên toàn băng tần và đối với K=15dB, pha đinh chỉ giới hạn ở 1dB trên toàn băng tần. Vậy có thể kết luận rằng Khi K lớn hơn 10dB biên độ hàm truyền đạt kênh trong miền tần số không bị pha đinh nhiều vì thế không cần đặt băng thông sóng mang con theo trải trễ mặc dù biên độ này pha đinh nhanh hơn khi trải trễ lớn. Hình 2.10. Hàm truyền đạt của kênh khi RDS=30ns với các giá trị K khác nhau Từ các phân tích trên có thể kết luận ảnh hưởng của thừa số K và trải trễ lên các thuộc tính kênh trong miền tần số như sau: Trải trễ ảnh hưởng lên tốc độ thay đổi biên trong hàm truyền đạt kênh trong miền tần số. Trải trễ càng cao thì tốc độ thay đổi biên trong miền tần số càng lớn. Thừa số K xác định độ lớn của thay đổi biên hàm truyền đạt kênh miền tần số. K càng lớn thì thay đổi biên càng nhỏ. Khi thừa số K nhỏ hơn 10 dB, để chống pha đinh chọn lọc tần số, cần ấn định băng thông sóng mang con lớn hơn cho OFDM khi trải trễ lớn hơn. 2.10. Kết luận Chương này đã xét các đặc tính kênh. Theo truyền thống, các kênh được phân loại thành các kênh pha đinh phạm vi rộng và các kênh pha đinh phạm vi hẹp. Pha đinh phạm vi rộng chủ yếu được biểu thị bằng tổn hao đường truyền gây ra bởi truyền sóng khoảng cách xa (vài km). Pha đinh phạm vi hẹp biểu thị ảnh hưởng truyền dẫn đa đường. Vì vậy, khi xây dựng thuật toán cho điều chế thích ứng, cần xét các đặc tính kênh trong ba miền: không gian, tần số và thời gian như cho ở bảng 2.2. Đặc tính kênh trong miền không gian liên quan đến tổn hao đường truyền phạm vi rộng và thăng giáng ngẫu nhiên phạm vi hẹp do truyền đa đường. Thăng giáng ngẫu nhiên khi khoảng cách thay đổi ít (vào khoảng bước sóng) dẫn đến phân tập không gian (pha đinh chọn lọc không gian). Việc pha đinh chọn lọc không gian mang tính ngẫu nhiên và khó lập mô hình dẫn đến tình trạng không rõ ràng khi thiết kế hệ thống và khó tăng cường chất lượng hệ thống. Tuy nhiên công nghệ truyền dẫn MIMO (Multiple Input Multiple Output) cho phép giải quyết vấn đề này. MIMO có thể chuyển bất lợi của truyền sóng đa đường thành có lợi. Bảng 2.2. Các đặc tính kênh trong ba miền: không gian, tần số và thời gian Miền không gian Miền tần số Miền thời gian Thông số d; Thăng giáng ngẫu nhiên BD; st Nhược điểm Chọn lọc không gian Chọn lọc tần số Chọn lọc thời gian Giải pháp MIMO OFDM Thích ứng Mục đích Lợi dụng đa đường Pha đinh phẳng (T³st) Pha đinh chậm (BS>>BD) Chú thích d: khoảng cách thu phát; MIMO: Multile Input Multiple Output; BD: trải Doppler; BC: độ rộng băng nhất quán của kênh xét cho trường hợp tương quan lớn hơn 90%; T: chu kỳ ký hiệu; st: trải trễ trung bình quân phương; TC: thời gian nhất quán của kênh; BS: độ rộng băng tín hiệu phát Các thông số kênh trong miền tần số là trải Doppler và độ rộng băng nhất quán (xem bảng 2.2). Các thông số kênh miền thời gian là thời gian nhất quán và trải trễ trung bình quân phương. Trải Doppler gây ra do chuyển động tương đối giữa MS và BTS. Các thông số này có thể dẫn đến pha đinh chọn lọc thời gian (hay phân tập thời gian) trong miền thời gian vì trải Doppler tỷ lệ nghịch với thời gian nhất quán của của kênh.Trải trễ xẩy ra do trễ đa đường. Độ rông băng nhất quán của kênh tỷ lệ nghịch với trải trễ trung bình quân phương. Vì thế trải trễ trung bình quân phương có thể dẫn đến pha đinh chọn lọc tần số (hay phân tập tần số) trong miền tần số. OFDM đưa ra giải pháp cho pha đinh chọn lọc tần số vì nó có thể chuyển pha đinh chọn lọc tần số vào pha đinh phẳng bằng cách sử dụng chu kỳ ký hiệu dài hơn trải trễ trung bình quân phương (xem chương 3). Ngoài ra thích ứng đưa ra giải pháp cho pha đinh chọn lọc thời gian trong miền thời gian, vì nó hầu như luôn luôn làm cho độ rộng băng tín hiệu phát lớn hơn nhiều so với trải Doppler bằng cách thay đổi các thông số của hệ thống truyền dẫn theo các thông số kếnh (xem chương 5). Chương 3 Nguyên lý hoạt động của OFDM 3.1. Mở đầu Ghép kênh theo tần số trực giao OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một phương pháp điều chế cho phép giảm thiểu méo tuyến tính do tính phân tán của kênh truyền dẫn vô tuyến gây ra. Nguyên lý của OFDM là phân chia toàn bộ băng thông cần truyền vào nhiều sóng mang con và truyền đồng thời trên các sóng mang này. Theo đó, luồng số tốc độ cao được chia thành nhiều luồng tốc độ thấp hơn. Vì thế có thể giảm ảnh hưởng của trễ đa đường và chuyển đổi kênh pha đinh chọn lọc thành kênh pha đinh phẳng. Như vậy OFDM là một giải pháp cho tính chọn lọc của các kênh pha đinh trong miền tần số. Việc chia tổng băng thông thành nhiều băng con với các sóng mang con dẫn đến giảm độ rộng băng con trong miền tần số đồng nghĩa với tăng độ dài ký hiệu. Số sóng mang con càng lớn thì độ dài ký hiệu càng lớn. Điều này có nghĩa là độ dài ký hiệu lớn hơn so với thời gian trải rộng trễ của kênh pha đinh phân tán theo thời gian, hay độ rộng băng tần tín hiệu nhỏ hơn độ rộng băng tần nhất quán của kênh. Theo đó chương này trước hết, đồ án trình bầy nguyên lý hoạt động của một hệ thống điều chế OFDM. Sau đó xét các thông số hiệu năng của nó. Cuối cùng xét ảnh hưởng của các thông số kênh truyền sóng lên dung lượng cũng như chất lượng truyền dẫn của hệ thống OFDM. 3.2. Tính trực giao Ý tưởng Ý tưởng OFDM là truyền dẫn song song (đồng thời) nhiều băng con chồng lấn nhau trên cùng một độ rộng băng tần cấp phát của hệ thống. Việc xếp chồng lấn các băng tần con trên toàn bộ băng tần được cấp phát dẫn đến ta không những đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần được cấp phát cao mà còn có tác dụng phân tán lỗi cụm khi truyền qua kênh, nhờ tính phân tán lỗi mà khi được kết hợp với các kỹ thuật mã hoá kênh kiểm soát lỗi hiệu năng hệ thống được cải thiện đáng kể. So với hệ thống ghép kênh phân chia theo tần số FDM truyền thống, ở FDM cũng truyền theo cơ chế song song nhưng các băng con không những không được phép chồng lấn nhau mà còn phải dành khoảng băng tần bảo vệ (để giảm thiểu độ phức tạp bộ lọc thu). Vậy làm thế nào tách các băng con từ băng tổng chồng lấn hay nói cách khác sau khi được tách ra chúng không giao thoa với nhau trong các miền tần số (ICI) và thời gian (ISI). Câu trả lời và cũng là vấn đề mấu chốt của truyền dẫn OFDM là nhờ tính trực giao của các sóng mang con. Vì vậy ta kết luận rằng nhờ đảm bảo được tính trực giao của các sóng mang con cho phép truyền dẫn đồng thời nhiều băng tần con chồng lấn song phía thu vẫn tách chúng ra được, đặc biệt là tính khả thi và kinh tế cao do sử dụng xử lý tín hiệu số và tần dụng tối đa ưu việt của VLSI. Theo đó trước hết ta định nghĩa tính trực giao, sau đó ta áp dụng tính trực giao này vào hệ thống truyền dẫn OFDM hay nói cách khác sử dụng tính trực giao vào quá trình tạo và thu tín hiệu OFDM cũng như các điều kiện cần thiết để đảm bảo tính trực giao. Định nghĩa Nếu ký hiệu các sóng mang con được dùng trong hệ thống OFDM là . Để đảm bảo trực giao cho OFDM, các hàm sin của sóng mang con phải thoả mãn điều kiện sau (3.1) Trong đó: (3.2) là khoảng cách tần số giữa hai sóng mang con, T là thời gian ký hiệu, N là số các sóng mang con và N.Df là băng thông truyền dẫn và ts là dịch thời gian. Minh hoạ OFDM đạt tính trực giao trong miền tần số bằng cách phân phối mỗi tín hiệu thông tin riêng biệt vào các sóng mang con khác nhau. Các tín hiệu OFDM được tạo ra từ tổng của các hàm sin tương ứng với mỗi sóng mang. Tần số băng tần cơ sở của mỗi sóng mang con được chọn là một số nguyên lần của tốc độ ký hiệu, kết quả là toàn bộ các sóng mang con sẽ có tần số là số nguyên lần của tốc độ ký hiệu. Do đó các sóng mang con là trực giao với nhau. Kiến trúc của một tín hiệu OFDM với 4 sóng mang con được cho ở Hình 3.1. Trong đó, (3.1.1a), (3.1.2a), (3.1.3a) và (3.1.4a) thể hiện các sóng mang con riêng lẻ, với tần số tương ứng 10, 20, 30, và 40 Hz. Pha ban đầu của toàn bộ các sóng mang con này là 0. (3.1.5a) và (3.1.5b) thể hiện tín hiệu OFDM tổng hợp của 4 sóng mang con trong miền thời gian và miền tần số. Tính trực giao trong miền tần số của tín hiệu OFDM được thể hiện một cách tường minh ở hình 3.2. Thấy rõ, trong miền tần số mỗi sóng mang con của OFDM có một đáp ứng tần số dạng sinc (sin(x)/x). Dạng sinc có đường bao chính hẹp, với đỉnh suy giảm chậm khi biên độ của tần số cách xa trung tâm. Tính trực giao được thể hiện là đỉnh của mỗi sóng mang con tương ứng với giá trị 0 của toàn bộ các sóng mang con khác. Hình 3.2 cho ta thấy với cùng độ rộng băng tần cấp phát cho hệ thống thì hiệu quả sử dụng phổ tần của OFDM lớn gấp hai lần so với cơ chế FDM truyền thống. Đáp ứng tổng hợp 5 sóng mang con của một tín hiệu OFDM được minh hoạ ở đường màu đen đậm trên hình 3.3. Hình 3.1 Dạng sóng của một tín hiệu OFDM trong miền thời gian và tần số, [sim_ofdm_time_domain.m] Hình 3.2 Hình dạng phổ của tín hiệu OFDM băng tần cơ sở 5 sóng mang, hiệu quả phổ tần của OFDM so với FDM, [sim_ofdm_mc.m] Hình 3.3 Phổ tổng hợp của tín hiệu OFDM trong băng tần cơ sở với 5 sóng mang con, [sim_ofdm_mc.m] 3.3. Mô hình hệ thống truyền dẫn OFDM 3.3.1. Mô tả toán học tín hiệu OFDM Tín hiệu OFDM phát phức băng tần gốc được xác định như sau: (3.3) Trong đó sk(t-kT) là tín hiệu OFDM phát phức băng gốc thứ k được xác định như sau: (3.4) Trong đó: T là độ dài ký hiệu OFDM TFFT là thời gian FFT, phần hiệu dụng của ký hiệu OFDM TG là thời gian bảo vệ, thời gian của tiền tố chu trình Twin là thời gian mở cửa tiền tố và hậu tố để tạo dạng phổ Df=1/TFFT là phân cách tần số giữa hai sóng mang N là độ dài FFT, số điểm FFT k là chỉ số về ký hiệu được truyền i là chỉ số về sóng mang con, iÎ{-N/2, -N/2+1, -1, 0, +1, …., -N/2} xi,k là vectơ điểm chùm tín hiệu, là ký hiệu phức (số liệu, hoa tiêu, rỗng) được điều chế lên sóng mang con i của ký hiệu OFDM thứ k. w(t) xung tạo dạng được biểu diễn như sau: (3.5) Phân tích (3.4) ta thấy biểu thức này giống như biểu thức của dãy Fourier sau: (3.6) trong đó các hệ số Fourier phức thể hiện các vectơ của chùm tín hiệu phức còn nf0 thể hiện các sóng mang con i/TFFT. Trong hệ thống số, dạng sóng này có thể được tạo ra bằng biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT). Chùm số liệu xi,k là đầu vào IFFT và ký hiệu OFDM miền thời gian là đầu ra. Tín hiệu đầu ra của bộ điều chế vô tuyến được xác định như sau: (3.7) trong đó sRF,k(t-kT) là tín hiệu OFDM vô tuyến thứ k được biểu diễn như sau: (3.8) Trong đó fc là tần số sóng mang RF. 3.3.2. Sơ đồ hệ thống truyền dẫn OFDM Hình 3.4 trình bầy sơ đồ khối phát thu tín hiệu OFDM điển hình. Theo đó, dưới đây trình bày vắn tắt chức năng các khối. Máy phát: Chuyển luồng dữ liệu số phát thành pha và biên độ sóng mang con. Các sóng mang con được lấy mẫu trong miền tần số, phổ của chúng là các điểm rời rạc. Sau đó sử dụng biến đổi Fourier rời rạc ngược (IDFT) chuyển phổ của các sóng mang con mang dữ liệu vào miền thời gian. Tuy nhiên các hệ thống trong thực tế dùng biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT) vì nó tính hiệu của nó. Tín hiệu OFDM trong miền thời gian được trộn nâng tần lên tần số truyền dẫn vô tuyến. Máy thu: Thực hiện hoạt động ngược lại của phía phát. Theo đó trước hết, trộn hạ tần tín hiệu RF thành tín hiệu băng tần cơ sở, sau sử dụng FFT để phân tích tín hiệu vào miền tần số. Cuối cùng thông tin ở dạng biên độ và pha của các sóng mang con được giải điều chế thành các luồng số và chuyển trở lại thành dữ liệu số ban đầu. 3.2.2.1. Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song Tầng chuyển đổi nối tiếp sang song song chuyển luồng bit đầu vào thành dữ liệu phát trong mỗi ký hiệu OFDM, thường mỗi ký hiệu phát gồm 40-4000 bit. Việc phân bổ dữ liệu phát vào mỗi mỗi ký hiệu phụ thuộc vào phương pháp điều chế được dùng và số lượng sóng mang con. Ví dụ, đối với điều chế sóng mang của16-QAM thì mỗi sóng mang con mang 4 bit dữ liệu, nếu hệ thống truyền dẫn sử dụng 100 sóng mang con thì số lượng bit trên mỗi ký hiệu sẽ là 400. Tại phía thu quá trình được thực hiện ngược lại, khi đó dữ liệu từ các sóng mang con được chuyển ngược trở lại là luồng dữ liệu nối tiếp ban đầu. Do tính chất chọn lọc tần số của kênh pha đinh (pha đinh chọn lọc tần số) tác động lên một nhóm các sóng mang con làm chúng suy giảm nhanh chóng. Tại điểm đáp ứng kênh xấp xỉ ‘0’, thông tin gửi trên sóng mang con gần điểm này sẽ bị tổn thất, hậu quả là gây cụm lỗi bit trong mỗi ký hiệu. Do cơ chế FEC là hiệu quả cao nếu các lỗi được phân tán rộng (không tập chung hay cụm lỗi), vì vậy để cải thiện hiệu năng, đa phần hệ thống dùng ngẫu nhiên hoá như là một phần của chuyển đổi nối tiếp thành song song. Vấn đề này được thực hiện bằng cách ngẫu nhiên hoá việc phân bổ sóng mang con của mỗi một bit dữ liệu nối tiếp. Ngẫu nhiên hoá làm phân tán các cụm bit lỗi trong ký hiệu OFDM do đó sẽ tăng hiệu năng sửa lỗi của FEC. 3.3.2.1. Tầng điều chế sóng mang con Tầng điều chế sóng mang con làm nhiệm vụ phân phối các bit dữ liệu người dùng lên các sóng mang con, bằng cách sử dụng một sơ đồ điều chế biên độ và pha. Việc xắp xếp điều chế sóng mang con đối với 16-QAM được cho hình 3.5, mỗi ký hiệu 16-QAM sẽ chứa 4 bit dữ liệu, mỗi tổ hợp 4 bit dữ liệu tương ứng với một vector IQ duy nhất. Hình 3.5. Tín hiệu phát 16-QAM sử dụng mã hoá Gray, và tín hiệu 16-QAM truyền qua kênh vô tuyến, SNR = 18 dB, [sim_generate_qam.m] Ảnh hưởng của tạp âm cộng vào tín hiệu phát 16-QAM (kênh AWGN) được cho ở hình hình 3.5 (b) với SNR thu = 18 dB. 3.3.2.3. Tầng chuyển đổi từ miền tần số sang miền thời gian Hình 3.6. Tầng IFFT, tạo tín hiệu OFDM Sau tầng điều chế sóng mang con, tín hiệu OFDM có dạng là các mẫu tần số, tín hiệu OFDM muốn truyền trên kênh phải có dạng sóng trong miền thời gian. Phép biến đổi Fourier ngược nhanh (IFFT) sẽ chuyển tín hiệu OFDM trong miền tần số sang miền thời gian. Tương ứng với mỗi mẫu của tín hiệu OFDM trong miền thời gian (mỗi đầu ra của IFFT) chứa tất cả các mẫu trong miền tần số (đầu vào của IFFT). Hầu hết các sóng mang con đều mang dữ liệu. Các sóng mang con vùng ngoài không mang dữ liệu được đặt bằng 0. 3.3.2.4. Tầng điều chế sóng mang RF Đầu ra của bộ điều chế OFDM là một tín hiệu băng tần cơ sở, tín hiệu này được trộn nâng tần lên tần số truyền dẫn vô tuyến. Có thể sử dụng một trong hai hai kỹ thuật điều chế sóng mang cao tần là: "tương tự" được cho ở hình 3.7 và "số" được cho ở hình 3.8. Tuy nhiên hiệu năng của điều chế số sẽ tốt hơn, do đồng bộ pha chính xác cho nên sẽ cải thiện quá trình ghép các kênh I và Q. Hình 3.7 Điều chế cao tần tín hiệu OFDM băng tần cơ sở phức sử dụng kỹ thuật tương tự Hình 3.8 Điều chế cao tần tín hiệu OFDM băng tần cơ sở phức sử dụng kỹ thuật số Hình 3.9 mô tả dạng sóng trong miền thời gian của một tín hiệu OFDM. Số lượng sóng mang = 500, kích thước FFT = 2000, khoảng thời gian bảo vệ = 500. Sóng mang điều chế cao tần có tần số fc = 10 GHz. Hình 3.9. Dạng sóng tín hiệu OFDM trong miền thời gian, [sim_ofdm_signal.m] Hầu hết các ứng dụng vô tuyến, thì tín hiệu OFDM được tạo ra tại băng tần cơ sở sử dụng các mẫu phức, sau đó chuyển phổ tín hiệu băng tần cơ sở lên phổ RF bằng cách dùng một bộ điều chế IQ, như được cho ở hình 3.7 và hình 3.8. Bộ điều chế IQ sẽ dịch phổ tần tín hiệu OFDM từ băng tần cơ sở phức lên vùng tần số vô tuyến, và chuyển từ tín hiệu phức sang tín hiệu thực (lấy phần thực). Tín hiệu RF phát luôn là tín hiệu thực và nó chỉ biến đổi giá trị cường độ trường. Một tín hiệu thực sẽ tương đương với một tín hiệu băng tần cơ sở phức có tần số trung tâm là 0 Hz trộn với tần số sóng mang ở bộ điều chế IQ. (3.9) Trong đó là tần số sóng mang để dịch tín hiệu OFDM từ băng tần cơ sở phức lên tín hiệu OFDM cao tần thực, W là độ rộng băng tần tín hiệu và là tần số dịch từ DC, xem hình 3.10. Trong các ứng dụng hữu tuyến như ADSL, hầu hết các sóng mang con đều có tổng độ dịch DC thấp hơn độ rộng băng tần tín hiệu. Điều này có ý nghĩa rằng có thể trực tiếp tạo tín hiệu thực bằng cách sử dụng tầng IFFT thay vì phải dùng bộ điều chế IQ để chuyển dịch tần số. Hình 3.10 Tín hiệu OFDM dịch DC, W là băng tần tín hiệu, foff tần số dịch từ DC, fc là tần số trung tâm (sóng mang) Để tạo ra một tín hiệu OFDM thực chỉ cần một nửa các sóng mang con sử dụng cho điều chế dữ liệu, mặt khác nửa gồm các lát tần số cao của IFFT sẽ có giá trị biên độ là liên hợp phức của nửa còn lại gồm các lát có tần số thấp hơn. 3.4. Các thông số đặc trưng và dung lượng hệ thống truyền dẫn OFDM 3.4.1. Cấu trúc tín hiệu OFDM Hình 3.11 Cấu trúc tín hiệu OFDM Hình 3.11 cho thấy cấu trúc của các ký hiệu OFDM trong miền thời gian. là thời gian để truyền dữ liệu hiệu quả, là thời gian bảo vệ. Cũng thấy các thông số khác, là thời gian cửa sổ. Thấy rõ quan hệ giữa các thông số là. (3.10) Cửa sổ được đưa vào nhằm làm mịn biên độ chuyển về không tại các ranh giới ký hiệu, và để giảm tính nhạy cảm của dịch tần số. Loại cửa sổ được dùng phổ biến là loại cửa sổ cosine tăng được định nghĩa bởi. (3.11) trong đó b là hệ số dốc của cosin tăng và khoảng thời gian ký hiệu , nó ngắn hơn toàn bộ khoảng thời gian của một ký hiệu vì ta cho phép các ký hiệu lân cận chồng lấn một phần trong vùng dốc (roll-off region). Một ký hiệu OFDM bắt đầu tại thời điểm (bắt đầu của ký hiệu thứ k) được định nghĩa bởi các phương trình (3.12). (3.12) trong đó được thấy trong hình 3.11. 3.4.2. Các thông số trong miền thời gian TD Từ hình 3.11 có thể tách các thông số OFDM trong miền thời gian: chu kỳ ký hiệu , thời gian truyền hiệu quả hay thời gian FFT , thời gian bảo vệ , thời gian cửa sổ . Trong mô phỏng chỉ thực hiện đối với và chu kỳ ký hiệu chiếm đa phần thời gian. Nếu không tính đến thời gian cửa sổ, thì công thức (3.10) trở thành: (3.13) Ngoài ra, xác định một thông số mới FSR (tỉ số giữa thời gian FFT và thời gian ký hiệu) được định nghĩa bởi. (3.14) Thông số này đánh giá hiệu quả tài nguyên được dùng trong miền thời gian và có thể được dùng để tính toán thông lượng (throughput). 3.4.3. Các thông số trong miền tần số FD Hình 3.12 trình bầy sắp xếp OFDM trong miền tần số. Có ba thông số chính (được cho trong bảng 3.1): toàn bộ độ rộng băng tần cho tất cả các sóng mang con B, độ rộng băng tần sóng mang con Df, và số sóng mang con . Quan hệ giữa chúng là (3.15) Hình 3.12 Độ rộng băng tần hệ thống và độ rộng băng tần sóng mang con Thực tế, toàn bộ độ rộng băng tần khả dụng B được cho là hạn chế trước khi thiết kế hệ thống. Vì vậy, đối với người thiết kế, các thông số OFDM trong miền tần số có thể được xác định là độ rộng băng tần sóng mang con Df và số sóng mang con . Do độ rộng băng tần sóng mang con và số sóng mang con phụ thuộc nhau ở dạng (3.15), nên chỉ cần gán giá trị cho một thông số là đủ. Nhưng cả hai đều được kiểm tra bằng cách dùng tiêu chuẩn chứa chúng. Nói cách khác, có hạn chế về độ rộng băng tần sóng mang con cũng như số sóng mang con. Tất cả nên được kiểm tra để thiết kế độ rộng băng sóng mang con và đối với số sóng mang con. 3.4.4. Quan hệ giữa các thông số trong miền thời gian và miền tần số. Thông số miền thời gian và thông số miền tần số Df có quan hệ với nhau, nghĩa là chúng là tỉ lệ nghịch của nhau. Vì vậy, việc đặt giá trị cho một thông số là đủ để thiết kế hệ thống. Từ bảng 3.1 cho thấy cho trước toàn bộ độ rộng băng tần, cần phải gán các giá trị cho độ rộng băng sóng mang con (hoặc số sóng mang con) và thời gian bảo vệ cho một hệ thống OFDM. Theo đó, có thể tìm được các thông số khác, nghĩa là số sóng mang con (hay độ rộng băng sóng mang con), chu kỳ ký hiệu và FSR. Bảng 3.1. Mối quan hệ giữa các tham số OFDM Miền khảo sát Tham số khảo sát Mối quan hệ Tham số dùng thiết kế FD B, , Nsub hoặc Nsub TD Tsym, TFFT, FSR, TG TG 3.4.5. Dung lượng của hệ thống OFDM Một trong các muc tiêu của điều chế thích ứng là cải thiện dung lượng. Vì thế trước hết cần nghiên cứu các thông số nào ảnh hưởng lên dung lượng. Trong phần này đồ án đề cập các thông số này và đưa ra công thức để xác định chúng. Dung lượng kênh theo Shannon. Dung lượng kênh phụ thuộc vào tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR) và độ rộng băng thông của tín hiệu được xác định bằng công sau: [bps], (3.16) trong đó C là dung lượng kênh còn B là băng thông. Điều chế thích ứng được sử dụng để thay đổi các thông số điều chế thích ứng theo trạng thái kênh để đạt được dung lượng kênh tốt nhất trong thời điểm xét mà không làm ảnh hưởng đến chất lượng truyền dẫn. Vì thế cần biết cách tính toán dung lượng kênh theo các thông số diều chế phù hợp với tình trạng kênh ở thời điểm xét. Dưới đây ta sẽ xét công thức để tính toán dung lượng kênh này. Dung lượng kênh cho các hệ thống OFDM. Thấy rõ, mức điều chế và tỷ lệ mã ảnh hưởng lên dung lượng. Trong các hệ thống OFDM, do truyền dẫn song song và thời gian mở rộng định kỳ nên có nhiều thông số quyết định dung lượng hơn. Bắt đầu bằng việc xét cho trường hợp đơn giản với giả thiết là cấu hình các sóng mang con giống nhau, nghĩa là tất cả các sóng mang con đều có chung một cấu hình (điều chế, mã hóa, băng thông, công suất…). Khi này tốc độ bit tổng của hệ thống OFDM bằng: , (3.17) Nếu gọi Rc là tỷ lệ mã, M là mức điều chế, Nsub là số sóng mang con, Tsym là thời gian ký hiệu, B là độ rộng băng tần của tín hiệu thông tin hay số liệu, TFFT là thời gian FFT, khoảng cách sóng mang con là Df=1/TFFT và FSR là tỷ số thời gian FFT và thời gian ký hiệu OFDM, tốc độ bit tổng được xác định như sau: (3.18) Từ công thức (3.18) cho thấy, đối với một sóng mang con hay một nhóm các sóng mang con, bốn thông số sau đây sẽ quyết định tốc độ bit: (1) tỷ lệ mã, (2) mức điều chế, (3) độ rộng băng và (4) FSR. Trong một hệ thống OFDM ta có thể thay đổi các thông số này để đạt được tốc độ bit tốt nhất nhưng vẫn đảm bảo QoS cho hoàn cảnh cụ thể của kênh tại thời điểm xét. 3.5. Các nhân tố ảnh hưởng của kênh pha đinh lên hiệu năng hệ thống truyền dẫn OFDM và các giải pháp khắc phục 3.5.1. ISI và giải khắc phục Nguyên nhân và ảnh hưởng của ISI Nguyên nhân do tính chọn lọc của kênh pha đinh trong miền thời gian, tính phụ thuộc thời gian của kênh pha đinh, tính bất ổn định của kênh gây ra giao thoa giữa các ký hiệu ISI truyền qua nó. Hậu quả ISI: làm cho máy thu quyết định ký hiệu sai, khó khăn trong việc khôi phục định thời Giải pháp khắc phục ảnh hưởng của ISI Chèn khoảng thời gian bảo vệ Nếu khoảng thời gian ký hiệu lớn hơn trải trễ cực đại của kênh pha đinh thì kênh được gọi là kênh pha đing phẳng. Ngược lại kênh sẽ có tính chất chọn lọc tần số gọi là kênh chọn lọc tần số. Việc thiết kế máy thu đối với kênh pha đinh chọn lọc tần số phức tạp hơn rất nhiều so với kênh pha đinh phẳng. Thấy rõ, với cùng độ rộng băng tần hệ thống như nhau thì tốc độ ký hiệu OFDM thấp hơn nhiều so với sơ đồ truyền dẫn đơn sóng mang đồng nghĩa với thời gian của ký hiệu OFDM được tăng lên, vì vậy khả năng đối phó ISI (do kênh gây ra) tăng lên. Ngoài ra, để tăng dung sai đa đường, có thể mở rộng chiều dài ký hiệu OFDM, bằng cách thêm một khoảng thời gian bảo vệ vào phần đầu mỗi ký hiệu. Mặt khác, khoảng thời gian bảo vệ của tín hiệu OFDM cũng giúp chống lại lỗi dịch thời trong bộ thu. Để tạo tính liên tục của tín hiệu OFDM khi thêm khoảng bảo vệ, thì khoảng bảo vệ trước mỗi ký hiệu OFDM được tạo ra theo cách copy phần cuối ký hiệu lên phần đầu của cùng ký hiệu. Sở dĩ có điều này bởi vì, trong phần dữ liệu của ký hiệu OFDM sẽ chứa toàn bộ chu kỳ của tất cả các sóng mang con, nên việc copy phần cuối ký hiệu lên phần đầu sẽ làm cho tín hiệu có tính liên tục mà không bị gián đoạn tại điểm nối. Hình 3.13 minh hoạ cách thêm khoảng bảo vệ. Chiều dài tổng của ký hiệu là , trong đó là tổng chiều dài của ký hiệu, là chiều dài của khoảng bảo vệ, và là kích thước IFFT được sử dụng để tạo ra tín hiệu OFDM. Hình 3.13. Chèn thời gian bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM Hình 3.14 mô phỏng cấu trúc một tín hiệu OFDM trong miền thời gian, với kích thước FFT = 256, số lượng sóng mang = 100, độ dài khoảng bảo vệ = TFFT/4 = 64. Đặc biệt là khoảng bảo vệ được thiết lập bằng các giá trị là ‘0’. Do đó dễ dàng thấy giữa các khối ký hiệu OFDM có sự phân tách nhau bởi một đoạn giá trị ‘0’. Hình 3.14. Cấu trúc tín hiệu OFDM trong miền thời gian, [sim_ofdm_signal.m] Hiệu quả sử dụng phổ tần cao của OFDM được thể hiện ở hai khía cạnh chính: (1) do cơ chế truyền dẫn song song. (2) dùng thêm khoảng bảo vệ đã làm giảm đáng kể tốc độ ký hiệu OFDM. Điều này có ý nghĩa đặc biệt quan trọng khi truyền dẫn tín hiệu OFDM qua kênh vô tuyến và là một nhân tố chính để chống lại kênh pha đinh lựa chọn tần số. Tính hữu hiệu của khoảng thời gian bảo vệ Chống lại lỗi dịch thời gian Lỗi dịch thời gian là lỗi do quyết định sai biên giới của ký hiệu thu, lỗi này làm tổn thất toàn bộ thông tin chứa trong ký hiệu bị quyết định sai biên giới. Đối với một kênh lý tưởng không có trải trễ thì phía thu có thể xác định chính xác từng vị trí trong ký hiệu bao gồm luôn cả khoảng bảo vệ và vẫn lấy được số mẫu một cách chính xác mà không vượt quá đường biên ký hiệu. Trong môi trường đa đường thì ISI sẽ làm vị trí các ký hiệu bị xê dịch theo thời gian và chồng lấn lên nhau, làm phía thu quyết định sai biên giới ký hiệu. Tuy nhiên do ký hiệu OFDM có khoảng bảo vệ nên ISI chỉ làm giảm chiều dài của khoảng thời gian bảo vệ mà không ảnh hưởng đến phần dữ liệu cho nên sẽ hạn chế được lỗi dịch thời. Đối phó với ISI Việc thêm vào khoảng thời gian bảo vệ sẽ cho phép giảm thời gian biến động của tín hiệu. Để loại bỏ ảnh hưởng của ISI thì khoảng bảo vệ sẽ phải có độ dài lớn hơn trải trễ cực đại của kênh vô tuyến. Hình 3.15 mô tả ảnh hưởng của ISI lên ký hiệu thu trong môi trường đa đường, đồng thời cũng cho thấy hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại những tác động của môi trường đa đường này. Ví dụ này thể hiện pha tức thời của một sóng mang tại 3 ký hiệu. Hình 3.15 Hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại ISI Khoảng bảo vệ sẽ loại bỏ hầu hết ảnh hưởng của ISI. Tuy nhiên trong thực tế, các thành phần đa đường có xu hướng suy giảm chậm theo thời gian, hậu quả vẫn tồn tại một chút ISI thậm trí khi sử dụng khoảng thời gian bảo vệ dài. Hình 3.16 là kết quả mô phỏng thể hiện hiệu quả của khoảng bảo vệ chống lại ISI [8]. Băng tần kênh được giữ nguyên trong các lần mô phỏng. Mô phỏng thực hiện thay đổi giá trị chiều dài khoảng bảo vệ và kích thước FFT đối với tín hiệu OFDM, và so sánh SNR thu được ứng với mỗi lần thay đổi hai thông số này. Kết quả cho thấy SNR tăng khi chiều dài khoảng bảo vệ cùng kích thước FFT tăng. Hình 3.16 Hiệu quả của khoảng bảo vệ để loại bỏ ISI 3.5.2 Ảnh hưởng của ICI và giải pháp khắc phục ICI là hiện tượng phổ biến trong các hệ thống đa sóng mang. Trong hệ thống OFDM, ICI còn được gọi là nhiễu giao thoa giữa các sóng mang con, là hiện tượng năng lượng phổ của các sóng mang con chồng lấn quá mức lên nhau làm phá vỡ tính trực giao của các sóng mang con. Nguyên nhân và ảnh hưởng của ICI ICI xảy ra do tính chọn lọc tần số của kênh pha đinh (kênh pha đinh chọn lọc tần số), nguyên nhân chính là hiện tượng dịch Doppler do tính di động của máy thu. Hậu quả là sẽ không phân biệt được ranh giới giữa các ký hiệu truyền trên các sóng mang con, dẫn đến phía thu sẽ quyết định sai ký hiệu mất tính trực giao. Giải pháp khắc phục Có thể hạn chế ICI bằng cách chèn khoảng thời gian bảo vệ một cách tuần hoàn, và dùng bộ cân bằng kênh được hỗ trợ bởi hoa tiêu (PSAM). Các hoa tiêu giúp cho việc ước tính, cân bằng được thực hiện để bù ICI (chương 4 sẽ trình bầy kỹ hơn về bộ cân bằng này). Phân tích ICI trong hệ thống OFDM Biểu thức lý thuyết để tính phương sai ICI bằng cách mô hình ICI như là quá trình ngẫu nhiên Gauss. Sự xấp xỉ này là do lý thuyết giới hạn trung tâm và sẽ chính xác khi số sóng mang lớn. Phương sai nhiễu ICI được tính như sau: (3.19) trong đó là ICI, E là năng lượng cho mỗi ký hiệu, Nsub là số sóng mang con, fd là tần số Doppler, Tsym là độ rộng ký hiệu và J0 là hàm Bessel loại một, bậc '0'. Lưu ý rằng phương sai ICI không phụ thuộc vào tín hiệu phát mà chỉ phụ thuộc vào điều kiện kênh truyền. Tỷ số lỗi bít đối với PSK nhất quán trong kênh pha đinh Rayleigh có thể tính như sau: (3.20) Biết được công suất ICI từ biểu thức (3.19) ta có thể tính tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SIR). Giá trị SIR này được thay choở biểu thức trên để tính tỷ số lỗi bít. Hình 3.17 mô phỏng nhiễu nền do ICI đối với điều chế PSK với giá trị tần số Doppler tăng dần. Kết quả lý thuyết tìm được cũng phù hợp với kết quả mô phỏng trên. Hình 3.18 mô phỏng ảnh hưởng của ICI và sự giảm của SIR khi giá trị tần số Doppler tăng. Từ hình 3.17 và 3.18 cho thấy công suất ICI phụ thuộc vào số lượng sóng mang con. Khi càng tăng số lượng sóng mang con thì phương sai ICI càng tăng và SIR càng giảm. Hình 3.17 Nhiễu nền do ICI đối với số sóng mang con khác nhau, [sim_var_ICI.m] Hình 3.18 Ảnh hưởng của ICI tới tỷ số tín hiệu trên nhiễu, [sim_SNR_ici.m] Công suất ICI được tính toán và biểu diễn theo hàm của sóng mang con thứ k. Do đó ở đầu ra của khối FFT, sóng mang con đầu ra thứ k được viết như sau. (3.21) Trong đó y(n) là tín hiệu thu được, N là kích thước FFT, dk là ký hiệu phát đi ban đầu, Hk là biến đổi Fourier của kênh ở sóng mang con thứ k, là thành phần ICI do tính biến đổi thời gian của kênh và nk là thành phần tạp âm ở sóng mang con thứ k. Trong kênh bất biến theo thời gian do tính trực giao của các sóng mang con nên bằng không và . Khi tần số Doppler chuẩn hoá cao thì thành phần ICI là khác không. Công suất ICI được tính và biểu diễn theo hàm của sóng mang con thứ k như sau: (3.22) ở đây Nsub là số lượng sóng mang con và công suất ICI chuẩn hoá được biểu diễn như là trong đó được định nghĩa như sau: (3.23) Hình 3.19 Công suất ICI chuẩn hoá đối với tín hiệu OFDM. N=102, [sim_var_ici_smtt_sm_b.m] Hình 3.19 thể hiện ICI đối với mỗi sóng mang con là khác nhau. Sóng mang trung tâm sẽ có công suất ICI hơn các sóng mang biên. Từ hình vẽ 3.20 ta thấy khi kích thước FFT tăng lên thì công suất ICI cũng tăng lên nhanh chóng. Do đó tăng kích thước FFT mặc dù sẽ tăng chiều dài ký hiệu và tất nhiên sẽ giảm được ISI nhưng bù lại thì lại làm tăng ICI. Cho nên trong thực tế cần lựa chọn kích thước FFT hợp lý. Chương 5 sẽ giới thiệu kỹ hơn về tương quan giữa kích thước FFT và số lượng sóng mang con dùng để truyền dữ liệu. Hình 3.20 Công suất ICI chuẩn hoá cho sóng mang con trung tâm (fdT=0,2), [sim_var_ici_vs_fft_size.m] 3.5.3 Cải thiện hiệu năng hệ thống truyền dẫn trên cơ sở kết hợp mã hoá Gray Các ảnh hưởng Tạp âm tồn tại trong toàn bộ hệ thống truyền thông. Nguồn tạp âm chính là tạp âm nhiệt nền, tạp âm điện trong bộ khuếch đại phía thu. Ngoài ra tạp âm được tạo ra trong nội bộ hệ thống như ISI, ICI và IMD. Chúng làm giảm SNR và làm giảm hiệu quả phổ tần của hệ thống. Vì thế cần phải nghiên cứu ảnh hưởng của tạp âm đối với tỷ lệ lỗi truyền thông và hoà hợp giữa mức tạp âm và hiệu quả phổ tần. Hầu hết tạp âm trong các hệ thống truyền thông vô tuyến đều được mô hình hoá AWGN. Tạp âm cùng với nhiễu gây ra nhoè điểm vector phát tới máy thu và quay pha các vector này, từ đó gây lỗi dữ liệu do quyết định sai vector thu. Giải pháp khắc phục Một giải pháp là nếu tồn tại hai vector cạnh nhau chỉ khác nhau một bit thì khi quyết định sai chỉ xảy ra lỗi một bit, đây chính là phương pháp mã hoá Gray. Mã hoá Gray: là một phương pháp mà các điểm IQ cạnh nhau trong chòm sao sẽ chỉ khác nhau một bit. Mã hoá Gray cho phép tối ưu tỷ số lỗi bit và giảm xác suất lỗi nhiều bit xuất hiện trong một ký hiệu đơn. Thường tiến hành mã hoá Gray khi điều chế M-QAM hay M-PSK [3]. Phương trình (3.24) là chuỗi mã dưới dạng thập phân cho mã hoá Gray. Mã hoá Gray có thể sử dụng cho toàn bộ các sơ đồ điều chế PSK (QPSK, 8-PSK, 16-PSK,…) và QAM (16-QAM, 64-QAM, 256-QAM,…). Đối với QAM thì mỗi trục sẽ được ghép riêng sử dụng mã hoá Gray. (3.24) Bảng 3.2 Mã hoá Gray các bit nhị phân Cơ số 10 Mã hóa Gray Cơ số 10 Mã hóa Gray 0 0,0,0,0 8 1,1,0,0 1 0,0,0,1 9 1,1,0,1 2 0,0,1,1 10 1,1,1,1 3 0,0,1,0 11 1,1,1,0 4 0,1,1,0 12 1,0,1,0 5 0,1,1,1 13 1,0,1,1 6 0,1,0,1 14 1,0,0,1 7 0,1,0,0 15 1,0,0,0 Sơ đồ điều chế tín hiệu 16-QAM và 16-PSK sử dụng mã hoá Gray, được cho trong hình 3.21. Hình 3.22, 3.23 minh hoạ sơ đồ IQ cho số trạng thái điều chế QAM và PSK khác nhau. Hình 3.21 Sơ đồ IQ điều chế 16-QAM và 16-PSK sử dụng mã hoá Gray Hình 3.22 Biểu đồ IQ cho tín hiệu 64-PSK và 128-PSK, [sim_generate_psk] Hình 3.23 Biểu đồ IQ cho tín hiệu 64 QAM và 1024-QAM, [sim_generate_qam.m] 3.5.4 Giải pháp nâng cao hiệu quả sử dụng phổ tần của hệ thống truyền dẫn OFDM Nguyên nhân Phổ tín hiệu OFDM là phổ tổng hợp của các thành phần tần số sóng mang con, mà phổ tần của các sóng mang con có dạng sinc. Do đó phổ tổng hợp của chúng sẽ có đường bao bên chiếm một lượng băng tần khá lớn. Các đường bao bên này chính là các thành phần tần số ngoài băng (aliasing). Biện pháp khắc phục Tần số ngoài băng sẽ được loại bỏ khi dùng một bộ lọc băng thông, hoặc dùng khoảng bảo vệ cosin tăng. 3.5.4.1 Phương pháp dùng bộ lọc băng thông Tín hiệu OFDM trước khi truyền được lọc bằng bộ lọc băng thông để chặn các thành phần tần số ngoài băng. Quá trình cắt của bộ lọc rất gọn, điều này cho phép phân chia các khối tín hiệu OFDM, mà các khối này được xếp rất gần nhau trong miền tần số, kết quả sẽ cải thiện hiệu quả phổ tần. Nhưng sự lọc rất khít này sẽ giảm SNR và phải quan tâm những ảnh hưởng của nó khi thiết kế một hệ thống OFDM. Bộ lọc băng thông sẽ loại bỏ đường bao bên của phổ tín hiệu OFDM. Số lượng đường bao bên bị loại bỏ phụ thuộc vào hình dạng của bộ lọc (hình dạng cửa sổ lọc). Trong đồ án thường dùng cửa sổ Kaiser để chặn các thành phần tần số không mong muốn. Hàm cửa sổ Kaiser được định nghĩa: (3.25) Trong đó: I0(x) là hàm bessel loại một, bậc 0. β là tham số dùng để điều khiển dạng chóp hai phía cửa sổ, N là kích thước bộ lọc . Hàm bessel được xác định: (3.26) Tham số β được xác định dựa trên yêu cầu về độ suy giảm trong dải chắn: (3.27) Trong đó là tham số xác định chiều cao đường bao bên (sidelobe) của bộ lọc FIR. Tham số tác động đến sự suy giảm đường bao bên của biến đổi FFT của bộ lọc. Khi tăng thì biên độ đường bao bên sẽ giảm. Hiệu năng của bộ lọc được xác định bởi ba tham số chính: Biên độ đường bao bên β Độ rộng quá độ Số lượng nhánh Độ rộng quá độ được chuẩn hoá theo số lượng nhánh của bộ lọc như sau: (3.28) Trong đó wt là độ rộng của hàm cửa sổ, N là số lượng nhánh bộ lọc, fs là tốc độ lấy mẫu (Hz). Số lượng nhánh của bộ lọc FIR được xác định theo công thức: (3.29) Trong đó: NIFFT là số lượng điểm lấy FFT, hàm ceil(x) xem mục 6.2.2 Hình 3.24 minh hoạ đặc tuyến của bộ lọc dùng cửa sổ Kaiser với các giá trị ft khác nhau, ta thấy ft càng nhỏ thì tác dụng cắt càng hiệu quả. Hình 3.24 Đặc tuyến bộ lọc dùng cửa sổ Kaiser với ft = 0.2 Hz, ft = 0.4 Hz, β = 3.4, [sim_filter.m] Hình 3.25 minh hoạ cấu trúc của một cửa sổ Kaiser với tham số và Ta thấy dạng cửa sổ Kaiser rất gọn do đó hiệu quả cắt gọn phổ tín hiệu sẽ rất cao, trong thực tế thường dùng cửa sổ Kaiser hoặc Hamming. Hình 3.25 Cấu trúc của cửa sổ Kaiser với , và , [sim_kaier_window.m] Phổ rời rạc của tín hiệu OFDM trong miền thời gian được ước tính như sau: (3.20) Trong đó s(t) là tín hiệu OFDM trong miền thời gian, w(t) là hàm cửa sổ sử dụng, WL là giá trị suy giảm của hàm cửa sổ, N là số lượng mẫu trong s(t), P(s) là phổ công suất tính theo dB. N = kích thước FFT + Kích thước khoảng bảo vệ. Hình 3.26 là phổ của tín hiệu OFDM với 52 sóng mang (chuẩn HiperLAN/2) và 1536 sóng mang (chuẩn DAB mode I). Hình 3.26 Phổ của tín hiệu OFDM 52 sóng mang (a) và 1536 sóng mang con (b), không dùng bộ lọc, [sim_ofdm_spectrum.m] (a) (b) (a) Hình 3.27 Phổ tín hiệu OFDM 52 sóng mang không dùng bộ lọc (a) và dùng bộ lọc với cửa sổ Kaiser với (b), [sim_ofdm_spectrum.m] (b) Bộ lọc loại bỏ hầu như toàn bộ các đường bao bên. Tuy nhiên nếu chọn giá trị độ rộng của cửa sổ quá nhỏ (cửa sổ quá hẹp) thì bộ lọc sẽ cắt đáng kể năng lượng của các sóng mang ngoài cùng và gây méo hình dạng phổ của chúng, đây là nguyên nhân gây ICI do dùng bộ lọc. Hình 3.28 là một trường hợp như vậy. Hình 3.28 Phổ tín hiệu OFDM 52 sóng mang, dùng bộ lọc với cửa sổ Kaiser với , [sim_ofdm_spectrum.m] Hình 3.29 chỉ ra hiệu năng của một hệ thống OFDM tương ứng theo chuẩn HiperLAN2 hay IEEE802.11a. Trong trường hợp này sử dụng 52 sóng mang con, và khoảng thời gian bảo vệ là 20% chiều dài ký hiệu. SNR thay đổi theo số lượng sóng mang con khi bộ lọc gây méo đáp ứng với hầu hết các sóng mang con rìa. Sơ đồ điều chế cao nhất được sử dụng trong hệ thống HiperLAN2 và IEEE802.11a là 64-QAM, và sơ đồ này yêu cầu SNR lớn hơn 26 dB. Chúng ta có thể thấy kết quả trong hình 3.29 khi SNR thực vượt quá 26 dB đối với toàn bộ các sóng mang thậm trí khi sử dụng bộ lọc băng thông rất sắc cạnh và đặc tuyến cắt trong phạm vi một nửa khoảng cách sóng mang con [8]. Hình 3.29 SNR của mỗi sóng mang con của tín hiệu OFDM khi sử dụng bộ lọc Trong đó: carr.cutoff, là độ rộng quá độ ft của bộ lọc. Trong hình 3.29 (a) và 3.29 (b) thì ft thay đổi t ừ 0.5 -10 khoảng cách sóng mang con. Dựa trên kết quả trong hình 3.29 ta thấy khi độ rộng quá độ tăng thì SNR của tín hiệu sẽ giảm, đây cũng chính là một nhược điểm chính của bộ lọc băng thông. Cho nên ta cần dung hoà giữa đặc tuyến cắt của bộ lọc và SNR yêu cầu. Tuy nhiên bộ lọc băng thông có ưu điểm chính là cho phép loại bỏ đường bao bên của tín hiệu OFDM và giảm băng tần thực của hệ thống, điều này sẽ cải thiện hiệu quả phổ tần. 3.5.4.2 Phương pháp dùng khoảng bảo vệ cosin tăng Một trong những phương pháp đơn giản nhất để loại bỏ đường bao bên của phổ tín hiệu OFDM là làm dốc khoảng bảo vệ, ép nhọn nó đến ‘0’ trước ký hiệu tiếp theo. Sự ép nhọn khoảng chuyển giao giữa các ký hiệu sẽ giảm công suất đường bao bên. Hình 3.30 minh hoạ cách tạo một ký hiệu OFDM dùng khoảng bảo vệ cosin tăng (RC). Khoảng bảo vệ này do được lấy cửa sổ với hình dạng một hàm cosin bình phương (cos(q)2) vì thế mà có tên là cosin tăng. Hình 3.30 Cấu trúc của khoảng bảo vệ RC Phần cosin tăng của khoảng bảo vệ có thể chồng lấn lên ký hiệu trước và sau vì phần này chỉ tạo ra sự bảo vệ nhỏ chống lại đa đường và lỗi định thời. Tính chất giảm dần đến ‘0’ của RC làm ISI do nó gây ra sẽ rất thấp, mặt khác khoảng bảo vệ RC rất nhỏ và sẽ được bỏ qua tại phía thu. Tính chồng lấn giúp tạo khoảng bảo vệ RC hai phía ký hiệu mà không tăng thêm thời gian ký hiệu. Hình 3.31 thể hiện hai ký hiệu OFDM có khoảng bảo vệ RC chồng lấn. Hình 3.31 Đường bao ký hiệu OFDM với một khoảng bảo vệ phẳng và một khoảng bảo vệ RC chồng lấn Chiều dài khoảng bảo vệ RC được xác định theo phần trăm của phần phẳng của ký hiệu OFDM, đó là: (3.21) Trong đó RC là phần trăm cosin tăng, TGRC là chiều dài của khoảng bảo vệ RC, TFFT là chiều dài của phần FFT của ký hiệu và TGF là chiều dài của phần khoảng bảo vệ phẳng. Bảng 3.3 sẽ giới thiệu các tham số RC theo chuẩn IEEE 802.11a. Bảng 3.3 Tham số khoảng bảo vệ RC của IEEE 802.11a Tham số Ký hiệu Giá trị Thời gian FFT TFFT 3.2 Khoảng bảo vệ RC TGRC 100 ns Khoảng bảo vệ tổng TG = TGRC + TGF 800 ns Khoảng bảo vệ phẳng TGF = TG - TGRC 700 ns Từ bảng 3.2 ta tính được phần RC là: Ảnh hưởng của phần cosin tăng khi thêm vào ký hiệu OFDM được mô phỏng để xác định mức độ tần số ngoài băng. Hình 3.32, hình 3.33 và 3.34 minh hoạ phổ của tín hiệu OFDM với khoảng bảo vệ RC thay đổi [8]. Hình 3.32 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 20 sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi Hình 3.33 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 100 sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi Hình 3.34 Công suất đường bao bên của tín hiệu OFDM 4000 sóng mang con, với chiều dài khoảng bảo vệ RC thay đổi Xuất hiện sự khác nhau giữa biên độ của các đường bao bên khi không dùng hoặc dùng một khoảng bảo vệ cosin tăng nhỏ. Mô phỏng cũng chỉ ra rằng số lượng sóng mang con tăng từ 20 (hình 3.32) đến 4000 (hình 3.34) thì biên độ của đường bao bên (cách biên phổ là 200 khoảng cách sóng mang con) sẽ tăng lên 8 dB. Mặc dù khi RC tăng, tần số ngoài băng suy giảm nhiều tuy nhiên băng tần tín hiệu OFDM vẫn khá rộng: Theo HiperLAN/2, dùng 52 sóng mang con, khoảng cách sóng mang = 312.5 KHz. Do đó tại ngưỡng SNR = -40 dBc (công suất so sánh với công suất tín hiệu) đường bao bên sẽ cách biên phổ tín hiệu 30 khoảng cách sóng mang. Vì vậy băng tần tổng của hệ thống sẽ là MHz, mà băng tần hệ thống HiperLAN/2 chỉ có 20 MHz. Điều này cho thấy việc thêm vào khoảng bảo vệ RC là không đủ để giảm đường bao bên đáng kể vì thế cần phải dùng thêm bộ lọc băng thông. 3.6 Kết luận Trong chương này đã nghiên cứu những nguyên lý hoạt động cơ bản của OFDM, phân tích các phần tử của mô hình và các thông số đặc trưng cùng dung lượng hệ thống OFDM, phân tích hiệu quả phổ tần vượt trội của OFDM, phân tích sự cần thiết của khoảng bảo vệ trong việc chống lại ISI do trải trễ đa đường của kênh, phân tích ảnh hưởng của ICI đến hiệu năng của hệ thống OFDM. Mặt khác, chứng minh hiệu quả sử dụng bộ lọc băng thông trong việc tiết kiệm phổ tần hệ thống, nghiên cứu hiệu năng của OFDM sử dụng các sơ đồ điều chế sóng mang con khác nhau M-PSK, M-QAM trong kênh AWGN và kênh pha đinh Rayleigh. Chương 4 Ước tính chất lượng kênh và cân bằng kênh 4.1 Giới thiệu Thích ứng các thông số điều chế trong miền thời gian M-QAM và các thông số của OFDM theo thông số của kênh pha đinh để có được hiệu năng QoS (BER) và thông lượng truyền dẫn cao nhất. Thì trước hết ta phải biết được thông số đặc trưng của kênh liên quan đến hiệu năng hệ thống. Vì vậy cần phải có các giải pháp ước tính chất lượng kênh, các thông số ước tính này làm cơ sở cho thích ứng. Theo đó chương này đồ án đề cập một số phương pháp ước tính chất lượng kênh và cân bằng kênh. 4.2 Ước tính kênh bằng PSAM Trong phần này sẽ đề cập kỹ thuật ước tính kênh dựa trên phương pháp chèn thêm ký hiệu hoa tiêu ở phía phát. Phương pháp này được gọi là PSAM (Pilot Symbol Assited Modulation). Trong PSAM, một ký hiệu hoa tiêu biết trước được ghép xen với dữ liệu phát trong miền thời gian. Cấu trúc một khung dữ liệu có chèn ký hiệu hoa tiêu được cho trong hình 4.1. Hai tham số quan trọng ảnh hưởng tới kỹ thuật ước tính kênh là trải trễ và trải Doppler. Các ký hiệu hoa tiêu được định kỳ chèn vào chuỗi thông tin trước khi tạo dạng xung. Mục đích của ký hiệu hoa tiêu là máy thu có thể ước tính được giá trị kênh tại thời điểm truyền ký hiệu này. Với giá trị các ký hiệu hoa tiêu thu được tại phía thu và sử dụng phương pháp nội suy thích hợp có thể xác định được giá trị kênh hiện thời. Áp dụng định lý lấy mẫu Nyquist, ta được quan hệ yêu cầu giữa tần số Doppler fd và chu kỳ ký hiệu và độ dài khung N (khoảng cách giữa các ký hiệu hoa tiêu ). (4.1) Tín hiệu x(t) khi truyền qua kênh có đáp ứng xung kim h(t) thì tín hiệu tại đầu ra của kênh sẽ là: (4.2) Trong đó là đáp ứng kênh bị méo do pha đinh, n(t) là tạp âm Gaussian trắng cộng có trung bình 0, dấu biểu thị tích chập. Các đại lượng có thể là thực hoặc phức do tính chất của các sơ đồ điều chế. Có rất nhiều phương pháp nội suy giá trị kênh, tuy nhiên đồ án giới thiệu ba loại chính đó là: nội suy Gauss, nội suy Wienner, nội suy FFT. 4.2.1 Nội suy Gauss Nội suy Gauss là phương pháp nội suy đơn giản nhất. Thay đổi pha đinh được ước tính tại , giá trị kênh nội suy tại các thời điểm này được xác định như sau: (4.3) Trong đó TF là thời gian khung; , N là độ dài khung. Các thừa số trọng số cho nội suy Gauss bậc hai được xác định như sau: (4.4) (4.5) (4.6) Trong trường hợp nội suy bậc 0, các thừa số trọng số được xác định như sau: (4.7) (4.8) (4.9) 4.2.2 Nội suy FFT Giải thuật FFT thực hiện bằng cách nhận N điểm số liệu đầu vào và chuyển đổi chúng sang miền tần số bằng cách dùng FFT (biến đổi Fourier nhanh). Số liệu ước tính đầu vào bộ ước tính kênh FFT là tỷ số giữa các ký hiệu hoa tiêu thu và các ký hiệu hoa tiêu biết trước. Hệ số này cho ta đo méo mà ký hiệu hoa tiêu gặp phải do pha đinh phẳng. Tập các hệ số này tạo nên vector đầu vào FFT. Sau đó ta thực hiện FFT vector này. (4.10) Trong đ